Teorie smps

[smilex]

Deschid acest topic din dorinta de a prezenta sau discuta mai mult notiuni teoretice (dar si practice) despre surse in comutatie, poate putem, eu sau altii, sa aducem un plus celor interesati. As incepe cu lucruri mai cautate si dorite.

 

Calculul transformatorului forward

 

In terminologia actuala, vad ca prin forward se intelege strict cele doua variante cu unul sau doua tranzistoare (conduc deodata). Cele push-pull (in contratimp) puntea, semipuntea si primarul cu mediana ar fi tratate cumva separat. Dar toate astea sunt cu conversie directa iar eu le-am numit mereu forward. Chiar daca difera ca si configuratie, functioneaza pe acelasi principiu: atunci cand tranzistoarele sunt in conductie, se investeste energie consumatorului. Principiul este determinat prin alegerea capetelor infasurarii secundare astfel incat odata cu tranzistoarele intra in conductie si diodele redresoare din secundar. La flyback, diodele redresoare conduc numai dupa blocarea tranzistoarelor care comanda traful. Eu voi face referire (acum) strict la trafo forward. Tranzistoarele, traful si redresarea exista pentru a forma impulsuri. De obicei acele impulsuri ataca o inductanta foarte importanta pentru stabilizare si care n-ar trebui tratata separat de traf, dar se poate si ca redresarea sa atace direct o capacitate de filtraj. In cazul in care inductanta exista, dimensionarea secundarului ca numar de spire trebuie facuta astfel incat pentru cea mai mica tensiune posibila aplicata primarului, secundarul trebuie sa genereze impulsuri avand o tensiune mai mare decat cea dorita a fi stabilizata. Daca inductanta lipseste, tensiunea secundarului (ca varf de impuls) se va regasi pe condensatorul de filtraj, iar dimensionarea secundarului se face dupa caz. In ambele variante, tensiunea obtinuta respecta raportul de transformare: Up/Us=Np/Ns (tensiuni si numere de spire p=primar si s=secundar). Si ca atare, abandonez secundarul si ma refer strict la primar.

Formula magica cea mai simpla e: N=U?Ton/(B?S) unde N=numarul de spire, U=tensiunea la bornele infasurarii (V), Ton=timpul cat tensiunea exista pe infasurare (?s), B=inductia in miez (T), S=sectiunea miezului (mm²). In paranteze sunt unitatile de masura in care trebuie se exprime marimile din formula respectiv volti, microsecunde, tesla, milimetri patrati. Despre fiecare:

N, numarul de spire.

Dimensionarea conductorului trebuie sa se faca tinand cont de efectul pelicular. Fenomenul are ca si consecinta scaderea curentului spre mijlocul conductorului la cresterea frecventei. Scaderea are loc dupa o relatie exponentiala, este in functie de material si frecventa. Pentru cupru, exista o adancime de patrundere pentru care se poate considera ca valoarea curentului se pastreaza aceiasi. De fapt, ea scade, dar nu foarte semnificativ. Adancimea de patrundere: d=?(4.4/f) adica 4,4 se imparte la frecventa exprimata in kHz si din rezultat se extrage radicalul, obtinand adancimea in milimetri. Ca exemplu, la 30kHz, adincimea de patrundere in cupru este de d=0,38mm. Dublul adancimii determina maximul diametrului conductorului, in cazul asta, la 30kHz se poate folosi un conductor cu diametrul de 0,75mm. Conductorul folosit poate fi mai gros, dar se pierde spatiu, prin mijlocul conductorului nu va circula mare lucru, ar semana cu o teava. De aceea, daca se doreste un curent mai mare, trebuie multiplicate conductoarele care compun firul de bobinat. Ideal ar fi sa fie cat mai subtiri si izolate intre ele (emailate). Densitatile uzuale sunt de 3-5A/mm², pentru ca lungimile conductoarelor sunt mici, iar puterea disipata e destul de mica pe acele lungimi. Grosier, daca se respecta adancimea de patrundere, se poate considera ca acel curent care parcurge conductorul, determina puterea disipata pe infasurare strict pe rezistenta ohmica a cuprului, rezistenta care se poate calcula (e greu de masurat). Puterea se disipa pe durata Ton, iar pe intreaga perioada T/2 (T=1/f unde f=frecventa) se face o medie care e mai mica (T/2=Ton+Toff la push-pull). Puterea disipata in cupru la acelasi curent, e mai mare daca Ton tinde catre T/2, adica pentru sursele stabilizate, daca tensiunea de alimentare e mai mica. Similar si pentru secundar, se adauga puterii disipate in primar. Se poate aproxima astfel puterea disipata in cupru, care alaturi de cea din miez ofera informatia randamentului transformatorului. Randamentul trafului trebuie sa fie mai mare de 95%.

Si curentul respecta raportul de transformare, adica Up/Us=Np/Ns=Is/Ip.

Daca numarul total de spire nu incape in fereastra, se alege un miez mai mare sau unul cu fereastra mai mare.

U, tensiunea la bornele infasurarii.

In cazul forward cu unul-doua tranzistoare sau push-pull (primar cu mediana si punte), tensiunea pe infasurare este data de cea de alimentare maxima posibila. Pentru primarul cu mediana, tensiunea se regaseste pe o singura infasurare, de la mediana spre una din capete, pe tot primarul se regaseste dublul alimentarii. Pentru semipunte, tensiunea pe primar este jumatate din alimentarea maxima. Pentru aceste tensiuni se determina numarul de spire, dar daca exista inductanta serie dupa puntea redresoare (sursa stabilizata), secundarul se determina tinand cont de tensiunea minima posibila pe infasurarea primarului, moment in care se iau in considerare toate caderile de tensiune de pe diode redresoare, tranzistoare, riplul pe filtrajul alimentarii, deadtime-ul si condensatorul inseriat cu primarul (daca exista). Scurt despre fiecare. Tranzistoarele si diodele redresoare au caderi de tensiune in functie de curentul care le parcurge, valorile se afla din PDF-ul lor. Condensatoarele de filtraj se incarca pe varful sinusoidei de la retea, intre varfuri se descarca la o anumita tensiune, in functie de capacitate si curentul consumat (relatie: C?U=I?t). Reteaua redresata cu punte ofera varfuri la 10 milisecunde (100Hz). Daca e de la un acumulator, conteaza minima lui posibila. Deadtime-ul este impus de CI-ul folosit, nu se poate obtine practic o umplere de 100%. Uzual, valoarea deadtime depinde de condensatorul folosit in oscilatorul din CI, se extrage din PDF. Daca deadtimeul este de 5% (exemplu), tensiunea minima in secundar trebuie sa creasca cu acelasi procent. Condensatorul inseriat cu primarul are ca scop suprimarea componentei continue, dar pe durata maxima a Ton, are un riplu calculabil ca si cel de filtraj, insa la frecventa de lucru a trafului. O variatie pe el de 10-20% din minima de alimentare este acceptabila. Dar de toate caderile de tensiune trebuie tinut cont, astfel incat, in cel mai rau caz, tensiunea livrata de redresare sa fie cel putin egala cu cea stabilizata la care se adauga procentul deadtime-ului. De exemplu, pentru o stabilizata de 10V cu un deadtime de 10%, diodele redresoare trebuie sa livreze impulsuri care ataca inductanta de minim 11V la minima de alimentare, cu toate caderile maxime de tensiune de pe componentele implicate. Situatia e mai simpla daca nu exista stabilizare, in care caz tensiunea continua finala obtinuta variaza in functie de riplul alimentarii, consumator, etc, dar secundarul se dimensioneaza simplu conform raportului de transformare.

Ton, timpul de conductie.

Aici ar exista cele doua posibilitati ca separat: sursa stabilizata si nestabilizata. Cea nestabilizata are Ton impus de deadtime, acel Ton intra in calcul (cu tensiunea maxima). In cazul surselor stabilizate care au Ton variabil, pentru ca inductanta nu mai intra in discutie iar aflarea Ton minim nu mai conteaza, as zice ca e mai usor a se calcula numarul de spire la U minim si Ton maxim (Ton=T/2). Daca in calcul intra U maxim, atunci trebuie calculat Ton minim pentru acea maxima pe infasurare. Ton minim este dat de relatia: Ton=(T/2)?Umin/Umax, adica este o parte din semiperioada de T/2 si este data de raportul dintre tensiunea minima pe primar cu cea maxima. Aflarea Ton minim foloseste la aflarea Toff maxim si la dimensionarea inductantei conform variatiei de curent dorite prin ea (L?I=U?t). De asemenea, Tonmin?Umax=(T/2)?Umin adica oricare parte a egalitatii poate fi folosita in formula calculului numarului de spire la numitorul fractiei de acolo.

B, inductia in miez.

Inductia in miez se alege. O valoare prea mare duce la saturatie si de obicei la distrugerea tranzistoarelor sau incalzirea excesiva a miezului. O valoare prea mica duce la un numar de spire prea mare, care nu incape in fereastra sau care duce la pierderi mari in cupru. Trebuie aleasa in functie de puterea disipata in miez la frecventa de lucru. Exista in PDF-ul materialului feritei un grafic "specific power loss" sau asemanator, care arata la ce frecventa o anume inductie ce putere disipata produce in material, putere exprimata in W/cm³ sau kW/m³. Pentru o ventilatie naturala ar fi bine sa nu se depaseasca 100kW/m³ sau 0.1W/cm³. Miezul folosit are un anumit numar de cm³, numar care inmultit cu puterea disipata din grafic conform inductiei alese, determina puterea disipata in intreg miezul. De exemplu, daca se alege o inductie care determina 0.09W/cm³ la acea frecventa conform pdf, un miez de 50cm³ va avea o putere disipata de 4,5W. Alaturi de puterea disipata in cupru, da o imagine asupra randamentului trafului. 98-99% este un randament foarte bun, si se poate obtine.

S, sectiunea miezului.

Dimensionarea geometrica a trafului se poate face cu relatia P=5?B?j?f?Sm?Sf. Exista si alte relatii. In formula sunt P=puterea (W), B=inductia (T), j=densitatea de curent (A/mm²), f=frecventa (kHz), Sm=sectiunea miezului (cm²), Sf=sectiunea ferestrei (cm²). De exemplu, de la un traf cu Sm=1,5cm² si Sf=2cm² la o frecventa de 30kHz, cu o inductie de B=0,2T si o densitate folosita de 3A/mm², ne asteptam la o putere de 270W in conditii foarte bune de randament. Supradimensionarea (dar nu exagerata) are ca efect cresterea randamentului la o putere data, asemeni trafului de retea. Dimensionarea ofera o imagine, nimic nu e batut in cuie, e doar un punct de plecare. Calculul randamentului ofera informatia corecta, feritele difera oricum in functie de material. Cu precizarea ca in formula numarului de spire, Sm apare in mm².

 

Inductanta serie (cum am numit-o) este prezenta dupa redresare si inaintea primului condensator de filtraj. Este obligatorie pentru stabilizare. Pe net apar scheme de surse stabilizate fara inductanta, schemele sunt gresite. Inductanta inmagazineaza energie la momentul on, iar la momentul off energia este redata condensatorului de filtraj (si sarcinii). Daca redresarea din secundarul trafului ataca direct un condensator de filtraj fara inductanta serie, tensiunea la care se incarca condensatorul este de valoarea varfului impulsului generat de secundar indiferent de factorul de umplere (latimea lui) si nu se mai poate controla valoarea tensiunii prin modificarea umplerii. Cum spuneam, aflarea Toff maxim (la Umax) foloseste la calculul ei. Toff=T/2-Ton (la configuratia contratimp), unde Ton este cel minim si Ton=(T/2)·Upmin/Upmax. Pentru acel Toff maxim (Ton minim) se calculeaza variatia de curent (?I) dorita prin inductanta. Aceasta variatie se alege uzual intre 0,15 si 0,3 din curentul maxim pe ce trece prin inductanta. Dar limitele nu sunt batute in cuie. O variatie de curent mare creaza riplu mare pe filtraj dar si un raspuns bun (rapid) al sursei la variatia sarcinii. Deci e un compromis. Ca exemplu, la un maxim de 10A se poate alege o variatie de 2A, ceea ce determina o variatie de +/-1A prin inductanta, suprapusa peste curentul de 10A. Atentie, numai variatia de curent produce putere disipata in miezul inductantei serie, nu si curentul de 10A (din exemplu). Variatia de curent produce o variatie de inductie ?B=B·?I/Imax unde ?B= variatia inductiei, B=inductia aleasa (poate fi 0,5-0,7 din maxima admisa in material indiferent de frecventa pentru ca nu produce putere disipata). Si puterea disipata de ?B poate fi un criteriu in alegerea variatiei. Pentru ca procesul se bazeaza pe autoinductie la Toff, inductanta se calculeaza pentru tensiunea stabilizata, autoinductia face ca tensiunea invesa pe inductanta sa egaleze tensiunea stabilizata (neglijez caderea pe diodele redresoare). Formula de calcul a inductantei este L=Uout·Toff/?I unde in ordine, L=inductanta (?H), Uout=tensiunea stabilizata la iesire (V), Toff=timpul de blocare maxim (?s), ?I=variatia de curent aleasa (A). Sigur ca si aici e nevoie de o relatie de dimensionare. O relatie ar fi: Sm·Sf?(0,05·L·Iout²/B)^4/3 adica paranteza la puterea 4/3 sau la puterea 1.3333, unde B=inductia aleasa (T) iar L este exprimat (atentie!) in mH. Numarul de spire este N=L·?I/(?B·Sm) unde L in ?H, B in T, Sm in mm². Intrefierul necesar este i=0,13·N²·Sm/L unde i=intrefier in mm, Sm=sectiune miez in (!) cm² iar L in ?H. Intrefierul se poate confectiona pe coloana din mijloc folosind smirghel, daca e o ferita, iar marimea intrefierului se rectifica pana la obtinerea inductantei dorite. Se poate folosi si un toroid cu pulbere de fier care indeplineste conditia de dimensionare, pe care se bobineaza spire pana la obtinerea inductantei daca raportul L·Iout/(N·Sm), unde L in ?H si Sm in mm², ofera o cifra mai mica decat inductia maxim admisa in miez, asta necesitand insa date (pdf) despre material. Pulberea de fier admite 0,5-1T. Daca numarul de spire e prea mic, miezul se poate satura si incalzi, dar de obicei cea mai mare putere disipata se regaseste pe cupru, in inductanta serie. Ar fi bine a se respecta si aici adancimea de patrundere, cu toate ca cea mai importanta componenta este continua si nu influenteaza patrunderea (?I influenteaza patrunderea). Transformatorul si redresarea asigura existenta impulsurilor care ataca inductanta, dar aceste impulsuri pot fi asigurate si de catre un tranzistor. De exemplu daca se are la dispozitie un acumulator de 24V si se doreste o stabilizare la 12V, un tranzistor poate asigura impulsurile necesare stabilizarii. In care caz configuratia este buck (coboratoare) iar calculul inductantei este valabil si pentru aceasta configuratie.

 

La traful in discutie mai intra ceva: inductanta de scapari. Aceasta inductanta se poate masura in primar, facand scurt in secundar. Ea depinde de cuplaj, sau de modul de executie. In acest sens, ar fi bine ca secundarul sa fie intercalat intre doua sectiuni de primar sau invers daca e ridicator. Inductanta de scapari poate fi vazuta ca o inductanta inseriata cu primarul (ideal) si se manifesta mai pregnant cu cresterea frecventei, limitand curentul maxim, chiar si pe cel de scurtcircuit. Uneori e benefica (limitare), alteori nu (pierderi), in functie de asta poate fi aleasa si executia. Valoarea ei poate fi aproximativ anticipata in functie de executie numai dupa multa experienta cred, personal nu pot anticipa scaparile, intotdeauna le-am masurat dupa executie. Inductanta de scapari creste odata cu raportul de transformare si cu intrefierul (nu e cazul la forward) si e parcursa de acelasi curent ca si primarul, determinand anumite pierderi. Uzual, fara intrefier, se pot obtine scapari de a mia parte din inductanta in gol a primarului.

Daca se porneste de la premisa (si se proiecteaza ca atare) ca randamentul este foarte bun, nu conteaza inductanta primarului. Se controleaza pierderile prin alegeri corecte si ajunge asta.

Calculul randamentului nu e obligatoriu, maximele de 3A/mm² si 0,1W/cm³ asigura un randament foarte bun mereu.

Condensatorul inseriat cu primarul poate sa lipseasca daca nu exista componenta continua si riplu pe filtraj, adica daca timpii de comutatie sunt precisi si egali si daca alimentarea se face dintr-un acumulator (sa zicem punte forward la 12V).

Exista o chichita la sursele stabilizate. Cum ziceam Ton e variabil in functie de alimentare, dar nu numai. In functie de valoarea inductantei serie respectiv a variatiei de curent si in functie de reteaua de compensare, se ofera un anumit timp de raspuns la variatia sarcinii. Daca sarcina variaza mereu, umplerea nu e stabila, CI cauta mereu sa compenseze variatia tensiunii de la iesire. Se poate intampla ca in anumite momente cateva impulsuri sa aiba loc la o tensiune mare odata cu un Ton mare care sa duca la saturatia scurta a miezului si sa implice curenti ce pot distruge tranzistoarele. Se poate evita cu o retea RC de compensare buna, ca si prin supradimensionarea numarului de spire astfel incat sa fie minimul necesar ca sa satisfaca reletia numarului de spire cu Umax, Tonmax si B maxim admisibil in miez (nu cel curent utilizat). Exista posibilitatea ca supradimensionarea sa nu fie necesara pentru simplul fapt ca numarul de spire deja obtinut satisface relatia in conditii maximale. Asta ofera fiabilitate chiar si in cazul unor instabilitati, dar supradimensionarea spirelor mareste pierderile in cupru (se poate compensa cu un conductor mai gros). De asemenea benefica si mult mai fiabila e si comanda in curent puls cu puls, a se vedea configuratii.

Trafurile se pot ventila daca sursele se afla in carcase perforate. Intr-un mediu inchis, se pot monta pe radiatoare care disipa spre exteriorul carcasei.

Se poate folosi banda izolatoare pvc, ieftina si gasibila. Izoleaza bine daca e integra mecanic.

Exista o oarecare tensiune intre doua spire alaturate, ar fi bine sa existe o mica distanta intre ele. Se poate folosi manunchiul de conductoare ce formeaza firul, intr-un termocontractibil, exista role (daca e cazul) de 15-30m prin care poate fi tras. Manunchiul se poate torsada initial, nu exagerat, e mai usor de prelucrat.

Tot pentru pastrarea izolatiei, ar fi bine ca bobinajul sa nu ajunga la capetele carcasei, chiar daca asta presupune suplimentarea straturilor. Locul gol dinspre marginile carcasei se poate umple cu un material izolator flexibil de grosimea bobinajului.

Se poate folosi platbanda de cupru pentru curenti mari, cu grosimea maxima de dublul patrunderii.

Ar fi ideal un lac de impregnare si cuptor.

Nu ma pot abtine, ar fi ideal un stingator.

Toate sunt opinii personale. Orice corectie/completare e binevenita, este posibil sa-mi fi scapat vreo greseala, am prostul obicei.

De asemenea, orice discutie despre oricare afirmatie de aici e binevenita (probabil mult mai simplu ar fi daca s-ar discuta practic, cu cifre).

In functie de timp si reactia voastra la prezenta, revin cu un calcul concret, practic, pe o semipunte de la retea, forward cu doua tranzistoare de la retea, primar cu mediana de la 12V (sa zicem) si flyback continuu si discontinuu de la retea (dupa trecere in revista a calcul traf flyback), toate pentru aceleasi conditii (sa zicem 30Vcc/4A la iesire) si toate cu stabilizare.

[roadrunner]

e bun de facut un articol din postul asta, eventual un serial de publicat in revista (online) daca cele doua parti (autor - revista) ajung la o intelegere.

felicitari si succes

RR

[em2007]

Salut cu o deosebita placere interventia lui smilex, pentru care am o mare consideratie.

[smilex]

Multumesc, cuvinte frumoase. Ce scriu este nu atat de precis cat mai ales simplu de aplicat. Nu se preteaza unei publicatii, e pentru cei care doresc sa incerce a construi ceva, fara a apela la relatii matematice pretentioase, dar cu rezultate foarte bune.

 

Calculul transformatorului flyback

 

Flayback-ul este o sursa cu conversie indirecta, adica atunci cand se introduce energie in transformator, sarcina nu primeste nimic. Energia introdusa se acumuleaza in miez si este redata sarcinii la momentul blocarii tranzistorului care a introdus energia prin deschiderea lui (Ton). Se bazeaza pe autoinductie, iar asta determina inversarea tensiunii la bornele inductantei la momentul off. Valoarea tensiunii inverse depinde de capacitatea pe care o incarca energia inmagazinata in prealabil (pentru un singur impuls) si poate lua cam orice valoare in functie de capacitate. Eliberarea energiei la off se face prin alegerea infasurarii si redresarii corespunzatoare astfel incat numai tensiunea inversa sa poata fi redresata. Sensului infasurarii este foarte important, un sens gresit transforma conversia indirecta in conversie directa. Pe scheme flyback, la infasurarile trafului apar mereu acele puncte care arata inceputul bobinajului plecandu-se de la premisa ca bobinajele sunt executate in acelasi fel sau sens, conectarea corecta a inceputurilor (respectiv sfarsiturilor) fiind vitala. Ca o paranteza, daca exista un traf la care nu cunoastem sensurile de bobinaj, ele se pot afla cu un L-metru. Cele doua bobinaje de identificat se inseriaza si se masoara inductanta totala a lor; daca inductanta totala este mai mare decat cea mai mare inductanta individuala, atunci au fost inseriate inceputul uneia cu sfarsitul celeilalte; daca inductanta totala este mai mica decat cea mai mare inductanta individuala, atunci inserierea s-a facut sfarsit cu sfarsit (sau inceput cu inceput). Se stabileste dupa dorinta care este inceputul (semnificatia punctului de pe schema), se poate chiar marca cu marker pe traf, si se pot astfel afla inceputurile tuturor bobinajelor. Nu are importanta daca punctul semnifica inceput sau sfarsit, important este ca ceea ce semnifica pentru o bobina, sa semnifice pentru toate, astfel incat la autoinductie sa fie redresata tensiunea inversa in secundare, nu tensiunea directa. Atentie, inductanta depinde de patratul numarului de spire. De exemplu, doua inductante de aceiasi marime aflate pe acelasi miez, inseriate inceput cu sfarsit, vor avea o inductanta totala de patru ori mai mare decat a uneia (oricare, fiind egale), iar inseriate inceput cu inceput, vor avea 0mH. Inductanta nu depinde de grosinea conductorului sau de numarul de conductoare (in paralel) ce compun firul de bobinat.

Spre deosebire de forward, inductantele sunt extrem de importante aici. Valoarea de varf a curentului in inductanta, determina energia inmagazinata in ea: E=L?I²/2 (in jouli). Daca numarul de impulsuri se repeta cu o frecventa f, atunci puterea transferata va fi P=E?f sau P=f?L?I²/2 (in W). Asta daca se pleaca de la zero si se ajunge la o valoare de varf I a curentului. Daca exista deja energie inmagazinata in miez (nu a fost total evacuata in prealabil) iar curentul pleaca de la o valoare I?, atunci energia inmagazinata este o diferenta dintre ceea ce se obtine la varf de curent si ceea ce a fost: E=(L?I²/2)-(L?I?²/2) sau E=L?(I²-I?²)/2. Daca presupunem tensiunea U fiind constanta, aplicata unei bobine L, intr-un timp t, valoarea curentului atinsa in bobina este de I=U?t/L. Deci cu cat inductanta este mai mica, cu atat curentul obtinut este mai mare. Asta e cauza pentru care valoarea inductantei e definitorie pentru obtinerea unei anumite puteri. Exista o conditie obligatorie de urmat. Ea apare si din calculul numarului de spire al traf forward: Bmax>U?Ton/(N?Sm) in care unitatile sunt ca acolo T, V, ?s, mm². Asta inseamna ca inductia care se obtine la o anume tensiune pe bobina, intr-un anume timp, la acele numere de spire si sectiune a miezului, trebuie sa fie mai mica decat inductia maxim admisa in miez pentru ferita folosita (din pdf). In caz contrar, se ajunge la saturatia miezului si in final, la distrugerea sursei. Respectarea relatiei este perfecta la forward, dar la flyback asta inseamna prea multe spire fata de inductanta dorita. De aceea se practica confectionarea unui intrefier care are ca si consecinte scaderea inductantei (chiar si la respectarea numarului de spire in vederea nedepasirii inductiei maxim admise) si suprimarea componentei continue adica aducerea histerezisului inapoi in zona de simetrie fata de abscisa de asemenea important in vederea nedepasirii inductiei maxime.

Cum ziceam, in perioada Ton cresterea curentului poate fi de la zero sau de la o anume valoare respectiv flyback-ul poate fi discontinuu (de la zero) sau continuu. Diferentele nu sunt chiar atat de mari intre ele. Mai mult, se poate trece cu un flyback de la un mod la altul in functionare in functie de consumator. Modul continuu sau discontinuu se diferentiaza prin alegerea valorilor inductantelor.

Deoarece tensiunea inversa poate lua orice valoare, transformatorul flyback nu respecta raportul de transformare ca tensiune in secundar. De exemplu cu un raport de 1/1 se poate obtine si o tensiune mai mica, dar si una mai mare decat in primar. Exista anumite interese privind tensiunea inversa, dar se va observa mai bine la o abordare practica. Totusi, la echilibru (realizat de CI), se verifica relatia a?=k·U?/(U?+k·U?) unde a?=factor de umplere al conductiei tranzistorului, k=raportul de transformare, U?=tensiunea inversa in secundar, U?=tensiunea directa in primar. Si raportul de transformare poate fi respectiv exprimat: k=a?·U?/(U?-a?·U?). Relatiile folosesc ca preliminarii in alegerea unui raport de transformare si a unui factor de umplere (a?) pentru tensiunea directa respectiv umplerea pentru tensiunea inversa a?=1-a?. Cum ziceam, tensiunea directa din primar si inversa din secundar ca raport nu respecta raportul de transformare, dar tensiunile directe intre ele si tensiunile inverse intre ele vor respecta cu strictete acel raport de transformare. Daca, de exemplu, as alimenta cu 300Vcc primarul unui traf care are raportul de transformare de 10 (coborator), tensiunea directa va fi de 30V in secundar, dar este nefolositoare in secundar pentru ca nu trece de redresare. Daca autoinductia foloseste la obtinerea unei tensiuni de 40V, adica inversa are 40V in secundar, atunci datorita raportului de transformare, inversa in primar va fi de 400V care se va adauga tensiunii de alimentare si care atrage dupa sine un tranzistor mai pretentios. Daca doresc sa folosesc un tranzistor de 600V si accept o inversa de 200V care suprapusa peste alimentarea de 300V sa-mi dea maxim 500V, pentru cei 40V doriti imi trebuie un raport de transformare de 5. Asta atrage dupa sine o alta umplere, deci alti timpi si implicit alte valori ale inductantelor. Deci totul e maleabil aici. Putem presupune insa ca tranzistorul folosit se achizitioneaza dupa dorinta si atunci se poate tine cont ca transformatorul functioneaza cel mai bine cu o umplere de 0,5 (50%) deci asta ar fi tinta. Dar in principiu, raportul de transformare se alege pentru un tranzistor care admite o anumita inversa iar alegerea raportului de transformare va conduce la obtinerea unui anumit factor de umplere care de asemenea trebuie sa convina.

Exista mai multe abordari, o folosesc pe cea care imi pare mai simpla.

Pentru modul discontinuu plecam de la premisa ca in inductanta curentul creste liniar de la zero la o valoare maxima. Cazul cel mai defavorabil este tensiunea minima de alimentare, deoarece formeaza umplere maxima pentru directa respectiv umplere minima pentru inversa si deci timpi mai scurti in secundar ca atare exista riscul de a trandforma flyback-ul intr-unul continuu daca evacuarea energiei nu este completa. Daca neglijam pierderile, puterea dorita (P) este produsul U?·I? unde U? este tensiunea minima de alimentare iar I? este curentul consumat din ea. In primar insa, curentul mediu este jumatate din cel de varf (Iv?) si asta pentru acea umplere a?. Deci a?·Iv?/2=I? Iar I?=P/U? deci curentul de varf in primar este Iv?=2·P/(U?·a?) unde Iv?=curentul de varf in primar si prin tranzistor (A), P=puterea dorita, U?=tensiunea minima in primar, a?=umplerea la tensiunea minima. Obtinerea acelui curent se poate face cu o anumita inductanta la tensiunea minima si timpul oferit de umplere conform frecventei de lucru. Din legea variatiei a curentului, inductanta este L?=U?·Ton/Iv? unde L?=inductanta primarului (?H), U?=tensiunea minima de alimentare, Ton=timpul maxim de conductie (?s). Ton=T·a? unde T=1/f (1/frecventa) iar a?=umplerea maxima pe directa pentru alimentare minima.

Dimensionarea se poate face cu relatia Sm·Sf>[L?·Iv?·I?/(2·j·B)]^4/3 adica paranteza dreapta la puterea 4/3, unde L este in mH iar j=densitate de curent (recomandat 3A/mm²).

Aceiasi alegere a inductiei cu aceleasi probleme ca la forward, determina un numar de spire N?=U?·Ton/(B·Sm) unde U?·Ton=L?·Iv? (din calculul inductantei) si avem N?=L?·Iv?/(B·Sm) unde N?=numarul de spire primar, L?=inductanta primarului (?H), B=inductia aleasa (T), Sm=sectiunea miezului (mm²).

Intrefierul ca si la inductanta forward i=0,13·N²·Sm/L in mm, unde Sm in cm² si L in ?H. Valoarea este provizorie este de fapt o relatie de recurenta si ar trebui reintrodusa in calcule de cateva ori, dar se confectioneaza acel intrefier si se rectifica pana la obtinerea inductantei dorite (in realitate e mai mare putin), sigur ca asta necesita L-metru.

Raportul de transformare ales in prealabil ofera numarul de spire necesar in secundar N?=N?/k. Se poate face o verificare. Aflandu-se inductanta secundarului L?=L?/k², valoarea de varf a curentului in secundar Iv?=2·I?/a? si cunoscand Toff=T-Ton, se poate afla care este variatia de curent in secundar ?I?=U?·Toff/L?. Variatia de curent trebuie sa depaseasca valoarea Iv? astfel incat evacuarea sa fie completa.

Pentru cazul continuu, curentul in primar pleaca de la o anumita valoare si are loc o variatie de curent iar in secundar scade de la o valoare de varf pana la o alta valoare dar nu la zero, astfel incat energia inmagazinata nu este evacuata. Variatia de curent ?I? se alege pentru cea mai mica tensiune adica cel mai mare Ton si a?. Daca din calculele preliminarii, cu raportul de transformare convenabil ales si un anume a? maxim la U? minim avem pentru o putere maxima dorita un curent consumat I? din condensatorul de filtraj, atunci curentul mediu in primar este Im?=I?/a? adica Im?=P/(a?·U?). Peste acest curent se suprapune acea variatie de curent ?I? care se alege ca parte din acel curent. De exemplu, daca curentul consumat din filtrajul alimentarii I? este de 0,5A la o umplere de a?=0,4 vom avea o medie Im? de 1,25A. Alegand o variatie de 0,5A, curentul va creste pe durata Ton de la 1A la 1,5A asigurand astfel atat variatia cat si media. Exista astfel si aici un varf Iv?, e cel de 1,5A in cazul de fata. Alegerea trebuie sa tina cont de cateva lucruri. Cu cat variatia e mai mica cu atat inductanta necesara si numarul de spire e mai mare si pierderile in cupru cresc, in plus e posibil sa nu incapa in fereastra. Cu cat variatia de curent e mai mare, cu atat se apropie mai mult de forma discontinua si valoarea de varf a curentului creste odata cu pierderile in miez. Aici pierderile in miez sunt ca si la inductanta serie forward, date de acea variatie a inductiei ?B=?I?·B/Iv? si interpretabile pe graficul pdf-ului materialului, astfel incat si inductia B poate fi aleasa aproape de maximul admisibil mai ales pentru o variatie mica comparativ cu valoarea medie a curentului.

Deci odata ales ?I?, se poate afla inductanta primarului pentru tensiune minima si Ton maxim L?=U?·Ton/?I? unde L in ?H si Ton in ?s.

Aceiasi formula la dimensionare Sm·Sf>[L?·Iv?·I?/(2·j·B)]^4/3 unde Iv?=(I?/a?)+?I?/2 iar B este cel ales aproape de maximul admis (in T). Se observa ca valoarea inductantei mari va atrage dupa sine un produs Sm·Sf mai mare.

Numar de spire N?=L?·Iv?/(B·Sm), acelasi ca si la forma discontinua.

Acelasi intrefier initial i=0,13·N²·Sm/L.

Raportul de transformare ofera numarul de spire si eventual inductanta (care se poate si masura) in secundar.

 

Acest mod de abordare nu tine cont de pierderi de putere, eventual daca se doreste o putere anume la iesire, se poate considera o putere cu 10% mai mare absorbita din filtraj. Dar e mai simplu de inteles. Un calcul ceva mai precis porneste de la aflarea initial a inductantei si numarului de spire in secundar conform U?, a?, Toff, I?, Iv?, etc, eventual o abordare ulterioara?

Inductanta de scapari are aici un rol foarte mare, deoarece este pronuntata datorita intrefierului. Greu se pot obtine scapari de sub 1% din inductanta primara, iar 2% scapari inseamna o pierdere de putere de 2% care se duce in plus pe snubber la o configuratie clasica flyback. Strica si randamentul sursei, dar si mareste puterea disipata pe snubber. Obtinerea unui cuplaj foarte bun este deci o tinta majora, dar nu trebuie facuta in detrimentul izolatiei respectiv a securitatii care trebuie mereu sa fie prioritara, indiferent de configuratie. In plus, nu doar tensiunea inversa face saltul pe snubber ci la acel salt se mai adauga si acumularea respectiv inversa diin inductanta de scapari. Se poate considera ca maxima de tensiune pe snubber, dublul inversei care se adauga maximei de alimentare si trebuie suportata de tranzistor.

Energia acumulata in scapari poate fi preluata si de o dioda transil de puterea respectiva. Sau o combinatie snubber+transil. Poate ar trebui un calcul al snubberelor pentru toate configuratiile smps, sper sa faca parte dintr-o abordare ulterioara.

Dimensionarea este ca idee, scopul este un traf cat mai mic in care sa incapa spirele necesare si un mic spatiu de ventilatie, care sa necesite un intrefier mai mic dar conditia principala este nedepasirea inductiei admise in miez. Daca se utilizeaza un traf prea mare, va necesita un intrefier mare, cu scapari si pierderi mari.

Dsaca se face calculul randamentului respectiv al puterii disipate in cupru (inclusiv la forward), trebuie sa se tina cont de valoarea rms, adica se face o medie a puterii disipate, nu o medie a curentului si apoi aflarea puterii pe rezistenta conductorului, pentru ca puterea depinde de patratul curentului. Ca exemplu, daca printr-un rezistor de 10m? trec 20A cu o umplere de 50%, asta inseamna o putere (R·I²) de 4W pe cei 50% adica 2W in total (pentru 100%). E gresit a calcula o medie de curent de 10A pentru 100% obtinandu-se o putere disipata de 1W. Adica corect este media puterii, nu a curentului.

Toate astea par complicate, dar simplitatea va reiesi din abordarea practica, cu schema si valori concrete, eventual si cu forme de unda. Sunt doar o mana de formule aplicabile, intelegerea lor (macar partial) este pentru a fi aplicate corect.

Editat Iunie 29, 2013 de smilex

[marco123]

Va salut cu respect Smilex pentru efortul depus in realizarea acestor prezentari.

[smilex]

Salutari de asemenea. Prefer un mod de adresare mai apropiat, inlesneste comunicarea si in fond avem ceva in comun, deci oarecum suntem colegi de suferinta.

In primul rand ar trebui stabilite niste conditii de lucru, preferabil aceleasi pentru a putea face o comparatie. Deci toate sursele vor functiona de la 190Vca la 250Vca exceptie contratimpul cu mediana in primar care se preteaza la tensiuni mici si ca atare il voi presupune intr-un sistem auto de la 11Vcc la 15Vcc. Frecventa de lucru a trafului de f=40kHz, cam mica pentru flyback dar foarte functional. Deci perioada T=1/f=25?s. Tensiunea la iesire 30Vcc. Curentul la iesire 4A. Deci puterea de 120W si voi presupune 130W consumati din alimentare (randament destul de bun 92%). Cele forward vor folosi comanda in tensiune cu SG3525 (l-am vazut in discutie pe forum) iar cele flyback comanda in curent puls cu puls cu UA3842 (sau poate 3844 pentru discontinuu).

In ce priveste alimentarea, cea auto e clara 11-15V, dar cea de la retea va folosi acelasi condensator dupa puntea redresoare de 220?F/400Vcc decuplat cu 0,1? polipropilena tip X2 (adica un tip anume pentru suprimarea frecventelor pe retea, cu impedanta mica - suprimare EMI). Intrucat toate extrag aceiasi putere de la retea, se poate stabili universal care este minima si maxima pe condensatorul de filtraj si deci acelea vor fi intervalele de alimentare. Valoarea maxima este data de varful sinusoidei la maxima de retea, adica 250?2=350Vcc. Pentru valoarea minima de 190Vca vom lua in considerare si caderea de tensiune dintre semialternante. Cei 190Vca fac un varf de 268V care pentru 130W consumati extrag circa 0,5A timp de 10ms de la un varf la altul. Conform legii de variatie a tensiunii pe condensator, Uc=I?t/C=0,5?0,01/0,00022=23V. Cei 23V determina minima de 268-23=245Vcc.

Asadar limitele alimentarii sunt 245-350Vcc.

 

Semipunte

Configuratia este mai des intalnita cu doua condensatoare electrolitice inseriate si cu condensatorul inseriat cu primarul legat la jumatatea tensiunii formata de cele doua electrolitice. Mie imi place mai mult asa. Condensatorul inseriat cu primarul este format din cele doua de 1? adica 2?.

Din SG3525 am redat ceea ce intereseaza, adica oscilatorul care trebuie sa functioneze la 80kHz. Fiecare impul al oscilatorului ataca pe rand cate un tranzistor. Astfel, doua impulsuri consecutive creaza ciclul complet al oscilatiei, de aceea functionarea oscilatorului pe 80kHz va duce la o frecventa de lucru a trafului de 40kHz.

Din pdf intereseaza cele doua grafice si formula frecventei.

Am spus ca perioda e de 25?s deci fiecarui tranzistor ii este rezervat 12,5?s pentru a forma impulsul. Prin latimea impulsului (umplere) se controleaza energia livrata inductantei L si implicit prin variatia lui se stabilizeaza tensiunea. Se poate pleca de la deadtime-ul de interes. Acesta se alege cat mai mic, dar suficient ca la blocare toate procesele din tranzistor sa se desfasoare complet. Am sa aleg un deadtime de 10%. Din cei 12,5?s rezervati unui tranzistor Dt (deadtime) de 10% inseamna Dt=1,25?, care se preteaza la un IGBT, pentru un MOSFET este arhisuficient. Folosind un condensator de Ct=1n, am trasat pe graficul aferent cam ce rezistor Rd mi-ar trebui, deci Rd=220?. Ne intereseaza un singur impuls al ciclului, redresarea este bialternanta cu punte sau cu mediana (ca aici), celalalt impuls genereaza acelasi lucru pentru inductanta L astfel atacata cu impulsuri de 80kHz. Pentru Ct=1n si Rd=220? din formula rezulta Rt=17k. Nu e o valoare uzuala, dar se pot gasi si alte combinatii pentru a satisface acea cerinta de 80kHz sau se poate merge si pe alta frecventa, nu e batut in cuie. Deci am obtinut cei 40kHz cu care va lucra traful comandat cu o astfel de forma de unda in primar:

Umplerea este maxima la tensiune de alimentare minima (verde) mai putin deadtime-ul. Modificarea umplerii ca si toate relatiile ce se stabilesc la echilibru, nu apar din senin, sunt rezultatul proceselor din SG3525 care "munceste" pentru a stabiliza tensiunea la iesire. Nu este un raspuns tipic SG3525 ci raspunsul universal al tuturor proceselor necesare stabilizarii cu sau fara CI.

Trebuie calculata minima de tensiune cu care se ataca traful. Minima de alimentare este de 245V. Configuratia celor doua condensatoare de 1? va face ce tensiunea maxima sa fie 122,5V. Dar mai exista o cadere de tensiune pe tranzistoare si pe condensatorul echivalent de 2?. La 122V curentul pentru 130W este de 1,07A ceea ce determina o cadere de tensiune anume pe rezistenta drena-sursa a tranzistorului (Rds). Acel Rds se extrage din pdf-ul tranzistorului si presupunem ca e de 0,5V deci din cei 122,5 mai raman 122V. Din legea de variatie a tensiunii, pe un condensator de 2? la un curent de 1,07A intr-un timp de 12,5-1,25=11,25?s, variatia de tensiune este Uc=I?t/C=6V (cam mari condensatorii). Deci un +/-3V fata de media tensiunii adica 119V din cei 122V. Asadar 119V este tensiunea minima cu care se ataca traful. Maxima este jumatate din cei 350V, adica 175V.

Cum ziceam, deadtime-ul trebuie compensat printr-o tensiune mai mare. Cei 10% inseamna 33V minima in secundar necesara stabilizarii la 30V. Daca punem si redresarea, avem un minim necesar in secundar de 34V. Pentru minimul de 119 in primar, asta inseamna un raport de transformare de 119/34=3,5. Ceea ce pentru maxima de 175V inseamna in secundar 50V. Asadar in secundar vom avea tensiuni intre 34V si 50V. Atentie, secundarul inseamna aici partea dinspre mediana si unul din capete. Pe toata infasurarea din secundar vom avea un maxim de 100V. Asta nu intereseaza aici, dar e important pentru dimensionarea snubberelor, diodelor, etc.

La echilibru, umplerea maxima este data de minima de alimentare si va fi de 90% corespondentul unui Ton de 11,25?s. Pentru alimentare maxima si perioada (T/2=12,5?s) rezervata unui tranzistor, Ton=(Umin/Umax)?T/2=8,5?s cu o umplere de 34/50=68% sau 0,68.

Pentru acest Ton=8,5?s si U=175V (maxima in primar) se calculeaza tot ce urmeaza.

Toff=(T/2)-Ton=4?s.

Dimensionare.

P=5?B?j?f?Sm?Sf adica Sm?Sf>P/(5?B?j?f). Aleg j=3A/mm² si avem P=130W cu f=40kHz. Trebuie aleasa ferita si inductia. Aleg 3C90 pentru ca se gaseste usor (si pentru ca am pdf-ul lui si pot arata ce urmeaza). Acesta e graficul de care vorbeam anterior:

Am trasat cu rosu limita celor 100mW/cm³ pentru o ventilatie naturala iar asta inseamna la 40kHz aprox. 0,18T. Deci Sm?Sf>130/(5?0,18?3?40) adica Sm?Sf>1,02 cm?. Aleg varianta ETD cu sectiune rotunda (mai usor de bobinat) si gasesc cel mai apropiat ca fiind ETD34 (ETD29 e chiar la limita, ar fi de vazut) cu Sm=97mm²=0,97cm² si Sf=85mm² (nu ambele ferestre, ci numai una) dar voi folosi 2xETD34 deci Sf=170mm²=1,7cm². Adica Sm?Sf=1,65cm? deci mai mare decat acel 1,02 necesar.

Numarul de spire.

N=U?Ton/(B?S)=175?8,5/(0,18?97)=85spire. In secundar, 85/3,5=24,28spire. Se rotunjeste in sus, deci 25spire. Asta inseamna pentru primar 25?3,5=87spire. Adica transformatorul va avea in primar 87 spire iar in secundar 2x25spire.

Conductoare de bobinat.

Se dimensioneaza pentru curent maxim, 1,07A in primar, 2A in secundar (participa ambele ramuri, pe rand) si 4A pentru inductanta. Adancimea de patrundere este d=?(4.4/f)=?0,11=0,33mm deci se poate folosi un conductor de ?0,65 care are sectiunea de 0,33mm² si la 3A/mm² admite 1A. Deci un conductor pentru primar, doua conductoare in paralel pentru secundar si patru conductoare in paralel pentru inductanta L cu acelasi conductor de ?0,65. Pentru cuplaj bun (scapari mici), primarul se poate executa in doua sectiuni intre care se intercaleaza secundarul.

Inductanta serie.

Valoarea L=Uout·Toff/?I unde aleg ?I=1A, deci L=30V?4?s/1A=120?H

Dimensionare: Sm·Sf?(0,05·L·Iout²/B)^4/3 unde B se poate alege 0,3T pentru ca aleg ?I=1A la cei 4A maxim prin inductanta. Asta face un ?B=B·?I/Imax=0,075T care la 80kHz (frecventa de lucru a inductantei) produce o pierdere neglijabila in miez. Deci Sm?Sf>(0,05?0,12mH?16A²/0,3T)^4/3 de unde Sm?Sf>0,22 cm?. Daca se opteaza tot pentru un ETD ar merge ETD29 (E+I) cu Sm=0,76cm² si Sf=0,67cm², cu N=L·?I/(?B·Sm)=120?H?1A/(0,075T?76mm²)=21spire si cu intrefier i=0,13·N²·Sm/L=0,13?441?0,76cm²/120?H=0,4mm care se poate rectifica pana la obtinerea inductantei de 120? sau se poate folosi un toroid cu pulbere de fier recuperat dintr-o sursa PC (de exemplu) pe care se bobineaza pana la obtinerea celor 120?H.

 

ps. poate ma lamureste cineva cum sa fac cu atasamentele gif ca sa se vada la o rezolutie mai buna. In plus, imi apar niste chestii ciudate pe care nu le pot edita... pe asta am rezolvat-o...

Editat Iunie 30, 2013 de smilex

[pisica matache]

Salut smilex!Si in al doilea rand,fiind primul meu post, ii salut pe toti membrii acestui forum.

Am convingerea ca tot ceea ce postezi aici,va fi extrem de util multora pentru intelegera functionarii unei surse in comutatie.Cu siguranta mie mi-au fost si-mi sunt in continuare utile.

Vreau sa-ti multumesc cu aceasta ocazie,pentru ajutorul pe care l-ai oferit de fiecare data,neconditionat,cu rabdare si tact,mie si altora,pe un alt forum.

In concluzie,ma bucur sa te reantalnesc aici,iti urmaresc cu interes postarile.

[politehnica]

Topicul asta daca era structurat sub forma unui articol era savurat de useri mult mai bine.

Felicitari autorului.

Editat Iulie 1, 2013 de politehnica

[smilex]

Multumesc politehnica. Poate vom avea ocazia sa vorbim si despre snubbere.

Matache, n-ai idee ce surpriza placuta e. Da, era o chestie neterminata pe care sper sa o desfasor aici. Si daca ai timp, nu urmari doar, ci sa si intervii. Ai si tu multe de impartasit.

 

Forward cu doua tranzistoare.

 

Nu revin asupra calculelor tensiunii minime si maxime. Aici nu exista condensator inseriat cu primarul. Neglijand caderea pe tranzistoare, putem accepta 245-350Vcc pentru aceiasi putere extrasa si acelasi filtraj.

Configuratie:

Aparitia acelor puncte care arata inceput de bobinaj, demonstreaza importanta fazarii corecte. Adica daca in primar pe punct apare potentialul pozitiv, in secundar pe acelasi punct trebuie sa apara tot potential pozitiv astfel incat D3 sa conduca odata cu tranzistoarele.

Spre deosebire de semipunte unde perioada completa de oscilatie era formata prin conductia alternativa a tranzistoarelor, aici cele doua tranzistoare conduc in acelsi timp formand o jumatate de oscilatie. Cealalta jumatate este formata prin autoinductie si demagnetizarea miezului prin intermediul diodelor D1 si D2. Daca se produce la aceiasi tensiune ca si alimentarea (ca aici), demagnetizarea are nevoie de aproximativ acelasi timp ca si alimentarea primarului prin conductia tranzistoarelor. O forma de unda pe tranzistorul low (de jos) pe drena-sursa este:

Cu rosu la alimentare maxima de 350V, iar verde la minima de 245V. Caderea la zero arata momentul intrarii in conductie a ambelor tranzistoare. La blocarea lor, tensiunea urca (drena tranz low) pe o panta destul de inclinata pana la atingerea alimentarii si deschiderea diodelor D1 si D2. Panta este specifica configuratiei, un rol important il au aici snubberele care insa nu apar pe schema. Urmeaza procesul de demagnetizare prin care orice energie inmagazinata se returneaza condensatorului de filtraj si revenirea. De mentionat aici ca datorita proceselor de acolo, la tensiune minima timpii sunt la limita. Daca demagnetizarea nu se face complet, miezul se poate satura, cu consecintele aferente. Ideal ar fi sa nu se depaseasca 40% conductie.

Exista CI care se pot folosi anume pentru aceasta configuratie ce se preteaza mai bine la comanda in curent (de discutat) dar daca se utilizeaza acelasi SG3525, se va folosi o singura iesire care comanda ambele tranzistoare prin intermediul driveri, trafo driver, etc. Spre deosebire, la semipunte fiecare iesire comanda cate un tranzistor. Folosind deci o singura iesire cu aceleasi componente la oscilator, vom avea frecventa de lucru tot de 40kHz, iar transformatorul se proiecteaza la fel, cu deosebirea ca tensiunea este dubla, nefiind injumatatita de condensatorul inseriat cu primarul.

Trebuie lamuriti timpii implicati iar la echilibru, totul depinde de ceea ce se desfasoara inaintea inductantei serie, adica dupa redresare. Spre deosebire de semipunte, aici dintr-un ciclu complet este redresata doar o jumatate de perioda, deci sunt alti factori de umplere. Frecventa la care lucreaza inductanta este de 40kHz de data asta. Si pentru ca timpul de conductie este mult mai mic comparativ cu perioda, trebuie aflat ce tensiune minima si maxima (conform variatiei alimentarii) este necesara inaintea inductantei pentru stabilizare. Pun un grafic comparativ cu tensiunea minima care ataca inductanta la semipunte si forward cu doua tranzistoare:

Sus este forma la semipunte cu 90% umplere si o frecventa de 80kHz datorata redresarii bialternanta. Jos e forward-ul cu un timp de conductie de 12,5-1,25=11,25?s pentru minima de alimentare. Asta inseamna un factor de umplere de a?=Ton/T=45%. Cam mare pentru configuratie, dar vom presupune ca ajunge. Deoarece la echilibru umplerea este egala cu raportul dintre tensiunea stabilizata si cea care ataca inductanta, pentru minima de tensiune redresata avem a?=30V/U unde U=varful impulsului redresat si deci U=30/0,45=66,7V la care daca adaugam 1V pe dioda redresoare, avem 67,7V necesari in secundar pentru minima de 245V. Asta inseamna un raport de transformare k=245/67,7=3,62. La maxima de 350V vom avea deci impulsuri de 350/3,62=96,7V. La tensiunea asta, umplerea la conductie este a?=30/96,7=31% din cei 25?s adica Ton=7,8? iar Toff=25-7,8=17,2?s

Dimensionarea nu depinde de tensiune deci pentru aceleasi conditii, acelasi 2xETD34 cu aceiasi inductie de 0,18T.

Numarul de spire N=U?Ton/(B?S)=350V?7,8?s/(0,18T?97mm²)=156spire iar in secundar vom avea 156/3,62=43,2spire. Rotunjim la 44 iar asta inseamna un primar cu 159 spire. Deci traful va avea in primar 159 spire iar in secundar 44 spire. Maximul de curent extras din alimentare este la tensiunea minima de 245V, ceea ce inseamna pentru 130W, 0,53A pentru care se dimensioneaza primarul. Secundarul se dimensioneaza pentru cei 4A doriti.

Inductanta serie cu o variatie aleasa tot de 1A pentru cei 4A livrati este L=Uout·Toff/?I=30V?17,2?s/1=516?H la care aleg aceiasi inductie B=0,3T cu ?B=0,075T.

Dimensionarea ei: Sm·Sf?(0,05·L·Iout²/B)^4/3=(0,05?0,52mH?16A²/0,3T)^4/3=1,55cm?. Fata de cei 0,22cm? necesari de la semipunte asta e ceva diferenta. Asta obliga la cam acelasi 2xETD34 si pentru inductanta serie. In care caz numarul de spire N=L·?I/(?B·Sm)=516?H?1A/(0,075T?97mm²)=70spire. Intrefierul i=0,13·N²·Sm/L=0,13?4900?0,97cm²/516?H=1,2mm. Sau tor pulbere de fier?

[donpetru]

Daca autorul nu doreste realizarea unui articol atunci o sa fac acest topic important.

Multumesc pentru implicare.

 

Numai bine

[smilex]

^Multumesc de asemeni pentru activitatea din trecut, activitate care imi permite sa postez astazi aici.

 

Contratimp, primar cu mediana.

Configuratie:

Este intalnit mai des in domeniul auto, deci alimentare 11-15V. De mentionat ca tranzistoarele sunt deschise alternativ, seamana cu semipuntea, iar cand unul se deschide, celalalt suprta o tensiune dubla deoarece si pe sectiunea cu tranzistorul blocat se regaseste aceiasi tensiune. In mod normal nu necesita intrefier, pentru ca nu exista componenta continua generata de diferente de timp de comutatie, folosind MOS. Bipolarele au diferente mai mari de timpi (intre ele) si caderi mari de tensiune colector-emitor, deci nu se preteaza la solutia asta. Insa pentru puteri mici, se pot folosi si bipolare (personal nu recomand) si mai ales la frecvente mici.

Aici, daca capacitatile de intrare MOS sunt mici, SG-ul poate comanda direct portile tranzistoarelor fara intermedierea driverilor.

Pentru aceleasi conditii, la minima necesara de 34V in secundar si minimul de 11V in primar raportul de transformare este subunitar k=11/34=0,32. Acest raport face ca tensiunea de 15V sa determine o maxima in fata secundar de 15/0,32=46,9, adica cca. 33-46V in fata inductantei. Asta face ca umplerea la maxima sa fie a?=30/46=65% din T/2=12,5?s rezervat unui tranzistor, deci Ton=8,13?s iar Toff=4,37?s.

Dimensionarea aste la fel pentru aceiasi putere P=130W, densitate de curent j=3A/mm², inductie B=0,18T si frecventa f=40kHz. Deci acelasi 2xETD34 cu 3C90.

Numarul de spire in primar N=U?Ton/(B?S)=15V?8,13?s/(0,18T?97mm²)=7spire. In secundar, 7/0,32=22spire. In primar, la 11V curentul pentru 130W este 12A deci ar fi cam 12 conductoare ?0,65 in paralel care compun firul de bobinat. Secundarul pentru 2A (cele doua sectiuni participa pe rand pt. 4A).

Inductanta L=Uout·Toff/?I cu aceiasi variatie aleasa de ?I=1A si aceiasi inductie de B=0,3T ce face un ?B=0,075T. Deci L=30V?4,37?s/1A=131?H cu o dimensionare foarte asemanatoare cu a semipuntii, deci ETD29(E+I) si un numar de spire N=L·?I/(?B·Sm)=131?H?1A/0,075T?97mm²=18spire si un intrefier i=0,13·N²·Sm/L= 0,13?324?0,97cm²/131?H=0,31mm. Sau tor pulbere de fier.

 

Asta a fost scurta, dar daca ne-am limita strict la calcule, ar fi 2-3 randuri. Nu e atat de dificila proiectarea unui traf forward. Sau asa sper sa se vada.

In domeniul auto, este adesea intalnita solutia pentru alimentare audio. Se spune ca o sursa audio nu e bine sa fie stabilizata. Exista un adevar la mijloc. Modul cum un amplificator audio extrage curent, este extrem de haotic. O sursa stabilizata trebuie sa fie si stabila. Extractia haotica de curent poate destabiliza usor o astfel de sursa. Daca nu are reactie (feedback) sau stabilizare, sursa nu poate fi destabilizata. Dar adevarul este ca o sursa stabilizata poate fi facuta stabila daca se respecta niste conditii. Asta va suna cam dur dar doua sunt mai importante si vizeaza caracteristica Bode (amplitudine-frecventa): panta globala de -20dB/dec (decibeli/decada) si faza de +30-60? la intersectia pantei globala cu axa de 0dB. Iar aici se discuta despre reteaua de compensare RC de pe amplificatorul de eroare necesar stabilizarii. Asta e un subiect ingrozitor (din experienta), dar discutabil. Totusi, si eu as recomanda o sursa nestabilizata pentru audio, daca compensarea nu este un subiect bine stapanit.

[smilex]

Flyback

Comfiguratie uzuala:

Rezistorul din sursa MOS arata existenta comenzii in curent, dar se poate face si cu un traf de curent, traductor Hall, etc. Comanda in curent este superioara comenzii in tensiune de genul SG3525 din toate punctele de vedere. Se poate implenenta si la forward pe baza cresterii curentului in inductanta serie, crestere care se resimte si in primar. O mare calitate a comenzii in curent este fiabilitatea. Pot spune ca am fost foarte impresionat de un simplu UC3843 care a comandat (fara intrerupere, alimentarea CI era asigurata) un traf cu scurt intre spire in primar (!) fara a distruge MOS-ul. O sursa este mult mai fiabila daca momentul off se face la atingerea unui anumit prag de curent pentru fiecare impuls in parte. Doar valoarea acelui prag de curent este negociata pana la o anumita maxima de tensiunea de la iesire, respectiv de stabilizare. Asta e comanda in curent.

Aici totul se calculeaza pentru tensiuni minime. Exceptie face raportul de transformare.

Ca sa complic putin, voi presupune ca am la dispozitie un MOS cu Uds=800V. Si spun putin, pentru ca daca as avea un MOS de 600V, situatia s-ar complica si mai tare.

La acelasi filtraj, tensiuni si puteri: intrare U?=245-350V iesire 30V/4A. Frecventa f=40kHz, T=25?s. Densitate de curent tot de j=3A/mm².

Raportul de transformare.

Imi doresc o tensiune inversa de maxim 700V pentru siguranta. Deci la maxima de 350V imi pot permite o tensiune inversa de inca 350V pe care o impart in doua: o jumatate pentru inversa determinata de secundar la Toff si inca o jumatate pentru acel spike al inductantei de scapari. Cu mentiunea ca acea jumatate a scaparilor se forteaza prin calculul snubberului (posibil unul viitor). Inductanta de scapari nu poate fi anticipata, depinde de modul de executie al fiecaruia. Deci 175V pentru inversa din primar generata de inversa din secundar care tinand cont de redresare are U?=31V. Adica un raport de transformare de k=175/31=5,65. Pentru mentinerea acestui raport de 5,65 vom rotunji in jos spirele mai putine (in secundar) in cazul modului discontinuu si in sus in cazul modului continuu, pentru pastrarea modului de functionare.

Umplerea si timpii.

Minima e de 245V iar la echilibru umplerea a? pentru Ton este a?=k·U?/(U?+k·U?)=5,65·31V/(245V+5,65·31V)=42% care din 25?s inseamna Ton=10,5?s deci a?=58% cu Toff=14,5?s.

Modul continuu.

Forma curentilor in primar si secundar este:

Aleg o variatie de curent de 30% (asa imi place acum, din motive aiurea). La 245V si 130W valoarea curentului consumat este de I?=P/U?= 0,53A. Curentul mediu pentru perioada Ton este Im?=I?/a?=1,26A care pentru ?I?=0,3·Im?=0,38A inseamna excursie de curent de Im???I?/2 adica intre 1,07A si 1,45A deci un varf de Iv?=1,45A. Aleg un B=0,3T care provoaca un ?B=?I?·B/Iv?=0,079T (pierderi f. mici in miez).

Inductanta primarului L?=U?·Ton/?I?=245V·10,5?s/0,38A=6769?H=6,77mH.

Dimensionare Sm·Sf>[L?·Iv?·I?/(2·j·B)]^4/3=[6,77mH·1,45A·0,53A/(2·3A/mm²·0,3T)^4/3=4,1cm?. Prin pdf-uri gasesc 2xETD44 cu Sm=1,73cm², Sf=2,79cm² deci Sm·Sf=4,8cm?. In care caz numarul de spire N?=L?·Iv?/(B·Sm)=6769?H·1,45A/(0,3T·173mm²)=189spire si N?=189/5,65=33,45spire de unde N?=34spire si N?=192 spire.

Intrefierul i=0,13·N?²·Sm/L=0,13·192²·1,73cm²/6769?H=1,2mm.

Modul discontinuu.

Aici fac o precizare. UC3844 de exemplu, nu permite comanda cu o umplere mai mare de 50% (cu tot cu deadtime), poate fi folosit la forma discontinua pentru a nu permite trecerea in regim continuu.

Forma curentilor:

Aici nu aleg variatia, este de la zero la Iv?. Pentru 3C90 la 40kHz aleg tot B=0,18T (cu pierderile corespunzatoare in miez). Curentul mediu pentru Ton este acelasi Im?=1,26A dar cu varful dublu deci Iv?=2,52A. Se poate calcula direct cu Iv?=2·P/(U?·a?).

Inductanta primara L?=U?·Ton/Iv?=245V·10,5?s/2,52A=1020?H=1,02mH

Dimensionare Sm·Sf>[L?·Iv?·I?/(2·j·B)]^4/3=[1,02mH·2,52A·0,53A/(2·3A/mm²·0,18T)]^4/3=1,26cm?. Gasesc 2xETD34 cu Sm=0,97cm² si Sf=1,65cm². Se observa diferenta de volum necesar fata de modul continuu. Numar spire in primar N?=L?·Iv?/(B·Sm)=1020?H·2,52A/(0,18T·97mm²)=147spire iar in secundar N?=N?/K=26spire.

Intrefier i=0,13·N?²·Sm/L=0,13·147²·0,97cm²/1020?H=2,7mm.

 

Ca exercitiu, pentru forma discontinua, exista la Toff o umplere de a?=58% adica un Im?=I?/a?=6,9A iar asta inseamna un Iv?=13,8A. La maximul de consum, din cei 13,8A, 4A se duc la consumator iar restul de 9,8A ii incaseaza condensatorul de filtraj care va prezenta o putere disipata in functie de ESR-ul sau (pot fi mai multi in paralel). Din cauza pierderilor pe inductanta de scapari, a tranzistorului pretentios si a acelui curent care solicita filtrajul in secundar, flyback-ul se utilizeaza la puteri mici, pana la 200W. Dar teoretic, nu exista limite.

Uneori se izoleaza electrostatic primarul de secundar cu platbanda cupru legata la masa/pamantare/alimentare, montata intre sectiunile de bobinaj. Descarcarea electrostatica se poate si cu un rezistor mare (ex: 1M?) in paralel cu un condensator (2,2n) intre masa primarului si a secundarului. Se mai practica legarea masei de iesire la pamantarea retelei.

Uzual, se practica o platbanda de cupru peste intregul traf flyback pentru reducerea radiatiilor datorate intrefierului.

 

Poate am uitat ceva, dar cam asta e tot ce stiu despre trafuri smps. E posibil sa fi gresit la calcule, important este insa principiul de calcul. Fiecare isi calculeaza in functie de interes.

[sinus_pure]

...in primul rand as vrea sa_i salut pe totzi membrii acestui forum (fiind primul meu post aici),apoi as vrea sa spun ca sunt foarte bucuros reintalnindu-i pe smilex si pisica matache...nu de alta dar le urmaresc de ceva timp postarile si sincer sa fiu munca pe care au depus_o merita toate laudele posibile...dovada fiind chiar topicul asta..deci....smilex.......felicitari !!!!!!!!

 

p.s.....il caut inca pe ..flopir...daca apare si el pe aici ...deja avem si expertul in microcontrolere...

inca o data smilex .....felicitari pt munca depusa

[pisica matache]

Scuze de off topic;Flopir nu se pricepe doar la microc. unde intradevar e tatic,ci si la comutatie.Impreuna cu smilex a pus la punct un invertor sinus pur,simplu de realizat si eficient.

Am convingerea ca se va inscrie pe forum,daca va afla ca smilex are cont aici;are pentru acesta ca si mine de altfel,un respect deosebit,datorita ajutorului acordat de fiecare data.

On topic.smilex te-as ruga sa-mi recomanzi o configuratie pentru o sursa de cca 1KW,alimentata la 12 sau 24V,cu cca 300Vcc iesire,tensiune stabilizata.Astfel s-ar imbina teoria cu practica;eu m-am gandit la o configuratie full-bridge,dar daca exista alta mai eficienta,sunt receptiv.Vreau sa construiesc un invertor,sinus modificat in prima faza,poate sinus pur,daca apare pe forum flopir.

O sa incerc ceva,sa apara.@silicipi cred ca are nr lui de telefon.

Editat Iulie 4, 2013 de pisica matache

[smilex]

@sinus_pure Multumesc.

@matache Am cateva fisiere word in care initial am scris cate ceva si care aveau alta destinatie, dar lucrurile s-au schimbat cum stii, iar eu n-am dorit sa le arunc. Am zis ca termin ce am despre trafuri, snubere, functionare si compensare. Mai ales la compensare te rog sa fii prezent, m-am hotarat sa te conving cu orice efort. Tu doresti o sursa stabilizata iar asta presupune discutii sau solutii inclusiv la compensare, prea devreme pentru ce-as fi dorit eu pe topicul asta. Dar daca e sa postam doar solutii fara explicatii, e ok, insa pentru compensarea necesara stabilizarii, e nevoie de ESR-ul condurilor de filtraj. Ca si configuratie, numai puntea sau primarul cu mediana iti ofera maximul. Ar fi extrem de fericita alegerea unei tensiuni mai mari, pentru 12V ar insemna 100A si am mai vorbit despre asta, cand vad 100A ma trece un fior pe sira spinarii. Puntea MOS simplifica traful si-ti ofera mai mult spatiu de bobinat, dar complica si scumpeste comanda. Primarul cu mediana necesita comanda foarte simpla dar tranzistoarele suporta tensiune mai mare si implicit au Rds mai rau. Alege cum crezi, posteaza o solutie si completam/modificam. Vezi ca poate si aici exista o limita la atasamente?