Sfaturi constructie SMPS

[smilex]

Da, daca l-ai mai folosit, foloseste-l in continuare.

Din pdf:

De aici eu inteleg ca 0-100% se realizeaza pentru o variatie de 2,5V la iesirea AO (conteaza la compensare pentru stabilirea amplificarii initiale a sistemului). Asta pt. primul chenar.

Al doilea chenar ma indreptateste sa inteleg ca exista o tensiune prestabilita de 200mV cu care se face comparatia, deci poti dimensiona rezistorul de sarcina a trafo curent in mod corespunzator. Eventual sa livreze 400mV daca folosesti semireglabil pentru ajustarea curentului.

[nel65]

ok ,multumesc de sfaturi,incepe sa se faca lumina...

[smilex]

Ziceam de ceva altfel cu snubberele. Trebuie sa ai un L-metru si sa masori inductanta de scapari (Ls) in primar (inductanta primarului cu secundarul in scurt).

Pentru tranzistoare.

Sa zicem ca doresti sa limitezi puterea maxima pe snubber la 5W. O obtii la alimentare maxima de 350Vcc. Daca te uiti la forma de unda clasica, vei vedea ca pentru o singura perioada exista 4 momente de variatie a tensiunii:

Creste la +350, scade la zero, scade la -350, creste la zero. De fiecare data, condensatorul fie se incarca, fie se descarca la 350V. De fiecare data prin rezistor. Si la fiecare moment de incarcare sau descarcare acumuleaza sau disipa aceeasi energie C?U?/2. Are 4 astfel de momente intr-un ciclu complet, deci energia este 2?C?U? si are 50000 de cicluri intr-o secunda. Deci puterea este de 2?f?C?U?. Daca vrei cel mult 5W la 350V, atunci rezulta ca trebuie sa te limitezi la 408pF. O valoare uzuala este de 470p, dar te poti astepta la 6W/350V. Odata ce ai ales astfel capacitatea snubberului, determini rezistorul care i se potriveste cu relatia R=2?(Ls/C). Am postat relatia la teorie pentru amortizarea oscilatiilor din poarta mos/igbt cu simularile aferente. Sa zicem ca ai scapari de 5uH. Ls/C=10638 de unde R=206 ohmi. Sa zicem 220 sau alta combinatie de 8-10W cu echivalent apropiat valoric.

Trebuie facuta precizarea ca cu cat e mai mare condul, cu atat mai mare e efectul de amortizare al snubberului, dar creste si puterea disipata. In acelasi timp, pentru maxim de efect, fiecarui cond ii corespunde un anume rezistor.

Pentru diode.

Presupunem un snubber unic pe secundar. Nu e tocmai ortodox, dar se practica pentru ca la tipul asta de redresare exista mereu cate o dioda care conduce, deci blocarea uneia (momentul de interes) se face cu conductia celeilalte asadar snubberul va actiona pe o dioda prin cealalta care conduce.

Este importanta forma si valorile de varf pentru a realiza acelasi mers. Forma pe intregul secundar este identica cu primarul (sa speram) iar valoarea de varf la care s-ar incarca snubberul este, conform raportului de transformare, de 100V la 350V alimentare.

Daca ne limitam la acelasi 5W, pentru 100V/50kHz obtinem 5nF. Ovaloare apropiata este de 4,7n si se poate spera deci la mai putin de 5W disipati in snubberul diodelor la maxim alimentare.

Rezistorul se determina cu aceiasi relatie, dar de data asta inductanta de scapari vazuta in primar trece in secundar raportata la patratul raportului de transformare. Adica cei 5uH se impart la 49 si obtinem un Ls=0,1uH, un Ls/C=21,3 si R=4,6 ohmi. Deci 4,7/7-10W.

Pentru diode, efectul apare suficient la o capacitate de cel putin zece ori mai mare decat a diodei la tensiunea la care face off. La o minima de 60V, 60APU are undeva la 120p iar doua au echivalentul la 240p. Deci se mai poate scade valoarea snubberului pana la minim 2,2n cu cresterea aferenta a rezistorului, daca se considera ca puterea e prea mare.

Totul se poate recalcula pentru alte valori dorite.

Forma de unda este necesar a fi estimata corect. Ea ofera imaginea evenimentelor de pe snubber si deci posibilitatea unui calcul corect.

Metoda e mai precisa si mai aproape de optim, dar necesita L-metru si snubberul se dimensioneaza abia dupa construirea trafo, conform scaparilor, ideal ar fi masurarea scaparilor abia cand totul este montat (participa si cabluri, trasee, etc).

Rezistoarele nu pot fi bobinate, trebuie chimice sau metalizate, daca e necesar combinate pentru puterea vizata. Daca se combina, e mult mai bine a fi puse in paralel decat in serie, in serie se cumuleaza inductantele parazite.

Editat Decembrie 18, 2014 de smilex

[nel65]

Am LC-metru si osciloscop.Este mult mai precis modul de calcul al snubber-ului prezentat mai sus decat in varianta cealalta in care condul este ales de 5x mai mare decat capacitatea elementului de comutatie la tensiunea de interes (din pdf) ,iar rezistorul ,sa suporte un curent pe jumatate fata de cel prin elementul comutator

 

Poate ca postul asta ar fi bine sa fie trecut si la topicul TEORIE SMPS ,e bine sa fie si acolo,e teorie pura explicata perfect si exemplificata .

 

Dupa ce fac traful masor si Ls.La celalalt traf obtinusem 1.95 mH cu Ls=4.6uH.

Editat Decembrie 19, 2014 de nel65

[smilex]

Probabil ca postul ar trebui si la teorie ca alternativa la ce-i acolo, dar de prea multe ori am postat cate ceva care se potrivea acolo. La inceput ziceam ca le caut si pun cate un link macar, dar acum nu mai stiu pe unde sunt asa ca e prea descurajant. Topicul este insa deschis, oricine poate posta acolo... Sau poate pune link-uri care se incadreaza in acea tema.

 

Precizasem ca cel mai bine ar fi masurarea Ls exact pe locul snubberului (cond inseriat cu primarul in scurt) dupa montarea trafului si diodelor cu scurt exact pe diode (pt. masurarea Ls), intervin si alte inductante care arata mai corect realitatea.

Editat Decembrie 19, 2014 de smilex

[nel65]

tot ma roade un gand si anume,pe masura ce bateriile se vor incarca ,vor absorbi un curent din ce in ce mai mic,tinzand catre zero .Nu va fi niciodata zero dar va tinde catre acolo.Asta concomitent cu ridicarea tensiunii catre limita prestabilita de 27.6V .In aceasta situatie ,factorul de umplere al impulsurilor de comanda din traful driver nu va avea o valoare din ce in ce mai mica,traducandu-se printr-o tensiune de alimentare a TC-urilor insuficienta?

In schema de alimentare de mai jos ,am prevazut alimentarea driverilor din tensiunea U2 care e disponibila oricum ( si cu masa separata).

E corect ce spun sau ma agit degeaba?

shema alimentare driveri.pdf

[smilex]

Daca umplerea e de 1%, tot la valoarea de varf se incarca filtrajul. Deosebrea e ca pe acel 1% se concentreaza intreg curentul consumat in restul de 99%. Daca accepti o medie de 30mA (rezonabil) consumata din filtraj, ar veni cam 3A varf extras din impulsul de 1%. Deci exista un moment in care datorita umplerii, valoarea tensiunii impulsului scade prin cresterea varfului de curent si a pierderilor din amonte. Iar scaderea tensiunii este nesatisfacatoare ca si fenomen pentru ca deschide partial si nu complet mos-ul. Chiar daca asta s-ar petrece la curenti foarte mici, e de evitat. Aici intervine divizorul de la intrare pe care poti sa-l dimensionezi in asa fel incat sa nu livreze impuls la iesire daca tensiunea de varf a impulsului (implicit filtrajul) de la intrare scade sub 9V (sa zicem). Valoarea tensiunii de la intrare driver pentru 1 logic se ia din pdf.

Datorita tocmai acestei posibilitati, ar fi bine ca cele doua drivere cu bipolari sa fie inlocuite cu un driver TC cu doua canale, care suporta un varf de curent mai bun. E si mai mic ca volum. E de masurat, dar nu cred ca necesita diodele in contrasens pe iesire, sunt incorporate in mos-urile interne.

Bazat pe calculul energiilor in inductanta cu pierderi zero, estimez un 3% umplere la 0,1A iesire consum si maxim retea (350Vcc). Deci nu cred ca se ajunge macar la valorificarea sensului divizorului.

Dar si solutia cu flotanta e functionala. Alege ce doresti, ambele sunt bune si ok.

[cordial]

 

Varianta gri