Jump to content

Leaderboard


Popular Content

Showing content with the highest reputation since 07/25/2010 in Articole

  1. 2 points
    1. Generalitati Convertoarele c.c.-c.c. bidirecţionale, de 4 cadrane (chopper), alimentează sarcini de curent continuu cu tensiune reglabilă, permiţând funcţionarea în cele 4 cadrane ale planului US, IS. În cazul în care sarcina este o maşină de curent continuu, ea va funcţiona ca motor cu posibilitatea de frânare cu recuperare de energie (regim de generator) în ambele sensuri de rotaţie. Chopper-ele înlocuiesc convertoarele c.a.-c.c. comandate la puteri mici şi medii ca urmare a unor performanţe superioare: - funcţionare în conducţie neîntreruptă, - frecvenţa de comutaţie ridicată, - schema mai simplă, - reducerea costurilor echipamentelor. Realizarea convertorului se poate face utilizând comutatoare statice tip IGBT dar şi cu tranzistoare bipolare, MOSFET sau tiristoare GTO. Intrarea şi ieşirea din conducţie a IGBT-ului, avănd in vedere structura de comandă, este asemănătoare cu cea de MOSFET. Comanda IGBT şi MOSFET este aproape identică, realizându-se drivere de poartă integrate cu utilizare pentru ambele tipuri de tranzistoare. Schema unui asemenea convertor, cu utilizarea IGBT-urilor este urmatoarea: Convertorul este alimentat de o sursă de tensiune continuă constantă (C- condensator de filtrare).Sarcina, conectată la bornele A-B poate fi de tipul R+L sau R+L+E. Comanda este de tipul PWM (pulse wide modulation) bipolară sau unipolară. Faţă de comanda MOSFET-ului, la IGBT, in circuit mai apar : · filtrul RC bază-emitor pentru preântampinarea oscilaţiilor comenzii, · polarizarea negativă la ieşirea din conducţie pentru reducerea vârfului de curent de la începutul blocării. Din cauza impedanţei mari de intrare a circuitului de poartă pot apare oscilaţii ale comenzii, apărând necesitatea introducerii unor filtre, iar conexiunile circuitului de comandă se realizează cu lungime căt mai mică. Convertorul este alimentat de o sursă de tensiune continuă constantă (C- condensator de filtrare).Sarcina, conectată la bornele A-B poate fi de tipul R+L sau R+L+E. Comanda este de tipul PWM (pulse wide modulation) bipolară sau unipolară. 2. Estimarea puterii motorului ce poate fi alimentat de la un convertor c.c. – c.c. de 4 cadrane echipat cu module IGBT tip BSM 52 GB 120 DN 2 In continuoare voi dimensiona sursa de alimentare a unui chopper integrat de patru cadrane utilizand bratul de punte BSM 25 GB 120 DN2 si voi determina puterea maxima nominala a unui motor care se poate conecta pe iesirea unui asemenea convertor DC-DC. Curentul de colector pentru IGBT-urile din aceasta semipunte este de 25A la temperatura de 800C. Iata schema electronica: Tensiunea nominala necesara la iesirea convertorului UN este 110V. Alimentarea chopper-ului se face de la un redresor monofazat in punte. Tensiunea la intrarea in convertor trebuie sa aibă valoarea Vd1 va fi: - căderea de tensiune pe tranzitoarele chopper-ului se calculează cu relatia: - căderea de tensiune pe cablurile dintre convertor si motor: La iesirea redresorului vom avea căderea de tensiune pe filtru Vd2. si se calculează cu relatia: La intrarea convertorului vom avea tensiunea Vd: unde primul termen din dreapta relatiei (7) este căderea tensiune reactivă si se estimează la 5-10% din Vd2. Us - este tensiunea din secundarul transformatorului de alimentare si are valoarea 161,7V. Estimăm pierderile de putere in convertor Pierderile totale Pt au doua componente: pierderile de regim staţionar PS și pierderile in comutaţie PC: EC - reprezinta pierderile de energie în comutaţie care au valoarea 3,7mWla un curent de 25A fC - este frecvenţa de comutaţie (2,5KHz) Ecuaţia regimului termic ne va ajuta la calculul pirderilor de putere admisibile: - temperatura ambiantă este de 400C ; - rezistenţa termică joncţiune - capsulă (Rthjc) este de 0,60C/w - rezistenţa termică între capsulă si radiator (RthCR) are valoarea de 0,10C/W. -rezistenţa termică radiator- aer (RthRA) este 0.480C/W: Temperatura admisibilă a joncţiunii este de 125OC Considerăm un curent maxim de colector IC=25A. Vom calcula pierderile în tranzistor pentru acest curent de conducţie: - curentul de sarcină a motorului: - curentul nominal: - puterea nominala a motorului va fi: Deci, convertorul nostru va putea alimenta un motor de 1,5 KW (putere nominală). 3. In continuoare se trece la dimensionarea puntii redresoare si a filtrului de pe iesirea punti, precum si calcul puterii aparente a transformatorului. a) Filtrul LC de pe iesirea redresorului. Spre exemplu, pentru reducerea armonicilor de tensiune folosim un filtru LC. Pentru redresorul cu două pulsuri în punte, principala armonică este cea de rang 2 (V2) , având o valoare de 0,33 din tensiunea redresată. Deci, va trebui să reducem această armonică pană la o valoare de 0,01 din tensiunea dată de redresor. Deci, factorul de atenuare va fi: Pentru dimensionarea bobinei de filtrare folosim relaţia: – unde primul termen din stanga reprezina pulsaţia tensiunii pe iesirea circuitului redresor; iar indicele p reprezintă numărul de pulsuri al convertorului şi este egal cu ordinul primei armonici (2); – RS rezistenţa de sarcină și w - pulsaţia tensiunii de alimentare; – IdM curentul maxim debitat de convertor. Rezulta Rs si LF: Iar condensatorul de filtrare va avea o valoare dată de relaţia: Alegem următoarele valori pentru capacitate şi pentru inductivitate: CF = 4700 uF; LF = 19 mH. b) Dimensionarea redresorului - calculul diodelor b1. Alegerea diodelor în curent Curentul nominal al diodei trebuie să îndeplinească următoarea condiţie: unde: IFAVM este curentul mediu prin diodă, ks =1,1…1,3 coeficient de suprasarcină; dioda poate admite o suprasarcină de până la 30% un timp bine definit după care sarcina este izolată sau întreruptă de către protecţii, kD - coeficient ce ţine cont de schema convertorului arătând cât dintr-o perioadă conduce o diodă, n - numarul de diode în paralel , kn -coeficient ce ţine cont de repartizarea curentului prin diodele în paralel. b2. Alegerea diodelor în tensiune Tensiunea inversă repetitivă maximă de lucru a diodelor trebuie să îndeplinească urmatoarea condiţie: VRRM –tensiunea inversă repetitivă Coeficientul ţine cont de supratensiunile de comutaţie şi se încadrează în intervalul 1,5…2,5. Deoarece nu se vor utiliza circuite de protecţie la supracurent şi supratensiune se alege coeficientul =2,5. Redresorul se alimentează de la reţeaua obişnuită, în care se admit variaţii de 5%,de aceea se face corecţia cu factorul 1.05. Vom alege din catalog puntea redresoare 25JB80L, cu următorii parametri: c) Dimensionarea transformatorului c1. Tensiunea în secundarul transformatorului Cum: Rezultă: c2. Raportul de transformare: UP - reprezintă tensiunea din primarul transformatorulul c3. Puterea aparentă totală a transformatorului: Pd fiind puterea disipată în transformator. c4. Inductivitatea de dispersie a transformatorului: Pentru calculul inductivităţii de dispersie a transformatorului impunem un unghi de comutaţie maxim: . Atunci, Tensiunea de scurtcircuit exprimată in volţi pentru acest transformator va fi: ISN - curentul secundar al transformatorului; uK [%] - tensiunea de scurtcircuit procentuală se încadrează în intervalul (6…10)%. c5. Verificare Tensiunea reactivă: trebuie sa verifice inegalitatea : Rezultă : Vv < 27,73V. Bibliografie: F. Ionescu, D. Floricău, S. Niţu, J.P.Six, Ph. Delarue, C. Boguş : Electronică de putere. Convertoare statice, 1998. Mohan N., Underland T.M., Robins W.P : Power Electronics Converter, Aplications and design, 1989. E.Roşu, M. Găiceanu : Electronică de putere. Dispozitive semiconductoare de putere, 1999. Firma PHILIPS : Note de catalog.
  2. 1 point
    1. Curentul pe grila de comanda a tuburilor electronice. Uneori, este nevoie de a tine cont in cazul montajelor cu tuburi electronice de curentul care apare pe grila de comanda. Acesta este in general nul, daca tensiunea efectiva pe grila de comanda ramane in permanenta negativa. Exista insa aplicatii ale tuburilor electronice, in special in electronica de putere (generatoare de unde, sau scheme in regim de impulsuri) unde acest lucru nu este permanent posibil. De aceea este nevoie de regresii matematice capabile sa aproximeze cat mai exact curentul care ia nastere in circuitul grilei de comanda, pe baza datelor de catalog furnizate de producatorul tubului. Aceste regresii, vor putea fi apoi utilizate pentru modelele SPICE corspunzatoare acestor tuburi. Prin regresii asemanatoare, poate fi modelat insa si curentul pe grila ecran a unei pentode sau tetrode. Cum ar trebui deci sa varieze graficul unei functii matematice, pentru ca aceasta sa corespunda variatiei curentului in circuitul gtilei de comanda al unui tub electronic? Ca sa raspundem la aceasta intrebare, sa luam si sa studiem curbele caracteristice ale unor tuburi electronice. In fig. 1.1 este reprezentata variatia curentilor anodici si pe grila de comanda a triodei de mare putere rusesti ГИ7Б, utilizata in regim de generare continua a undelor cu λ=18,5 cm. Fig. 1.1 – Caracteristicile curentului anodic si de grila pentru trioda de mare putere ГИ7Б utilizata in regim de generator continuu pe lungimea de unda λ=18,5 cm In fig. 1.2 se da tabloul de caracteristici pentru curentii anodici si pe grila de comanda a tubului ГИ7Б, utilizat ca trioda de impulsuri. Fig. 1.2 – Caracteristicile anodice si de grila la trioda de mare putere ГИ7Б, in regim de generator de impulsuri In fig. 1.3 este reprezentata (cu linie punctata) variatia curentului de grila pentru pentoda ruseasca 6Ж5П conectata ca trioda in regim pulsatoriu. Fig. 1.3 – Caracteristici anodice si ale grilei 1 la pentoda 6Ж5П (in conexiune trioda si regim de impulsuri) 2. Curentul pe grilele ecran ale pentodelor si tetrodelor. Studiind variatia curentilor pe grilele ecran ale pentodelor si tetrodelor, se remarca ca evolutia acestora este asemanatoare cu cea a curentilor pe grila de comanda in cazul tuburilor utilizate la generarea continua a formelor de unda, sau in regim de generator de impulsuri. In fig. 2.1, sunt ilustrate caracteristicile curentilor grilei ecran, in cazul tubului ГУ50 (echivalent in mare masura cu tubul EL152) conectat ca pentoda in amplificatoarele de putere. Exemplele pot continua in mod asemenator. Dupa 1990, odata cu evolutia tehnologiei de calcul aplicata la PC-uri, amatorii de amplificatoare audio cu tuburi vidate au dezvoltat tehnici de calcul bazate pe regresii matematice, cu care au putut simula in tehnologia SPICE modele specifice acestor dispozitive. Din fericire pentru ei, in majoritatea schemelor clasice de amplificatoare audio, curentii pe grila de comanda erau neglijabili, iar cei de pe grila ecran a pentodelor finale nu influientau prea mult amplificarea in putere a semnalelor aplicate grilelor de comanda a pentodelor finale. Fig. 2.1 – Caracteristici pentru curentul grilei ecran la pentoda ruseasca ГУ50 3. Modelarea variatiei curentilor grilelor de comanda si al grilelor ecran. In urma regresiilor (ecuatiilor) introduse in anii '90 de constructorul amator de amplificatoare audio cu tuburi, Norman Koren si perfectionate continuu de alti hobby-isti in domeniu, au putut fi utilizate modele ale celor mai multe dintre tuburile cu vid in simularea schemelor de amplificatoare. Cu toate avantajele aduse de aceste regresii la simularea tuburilor, acestea nu pot face obiectul simularii (fidele cu realitatea) a unor scheme, altele decat amplificatoarele audio cu tuburi. Astfel, neglijand rolul curentilor grilei ecran si/sau al grilei de comanda al unui tub electronic, Koren a hotarat ca pentru simularea in special a curentului grilei ecran la schemele de amplificatoare audio, este suficient sa se aplice modelul vechii regresii pentru triode – „We continue to use equation (3) for pentode screen grid current for three reasons: 1. Screen current is not as critical to the tube performance as plate current. 2. Good data on screen current is scarce. 3. The model should be kept as simple as possible for use with evaluation version of PSpice.” – am citat din articolul [1]. Traducerea acestui citat este: „Vom continua să utilizam ecuația (3) pentru circuitul curentului grilei ecran al pentodei pentru trei motive: 1. Curentul grilei ecran, nu este la fel de critic pentru performanța tubului precum curentul anodic. 2. Datele legate de curentul grilei ecran sunt limitate. 3. Modelul trebuie să fie cât mai simplu posibil pentru a fi utilizat cu versiunea de evaluare a PSpice”. In figura 3.1, este ilustrata variatia curentilor de grila modelati cu ecuatia (3) din articolul citat, care este transcrisa aici in relatia urmatoare. (3.1) Simpla comparatie a curbelor din fig. 3.1, cu cele din fig. 3.2 preluata din fisa de date, ne conduce la concluzia ca relatia (3.1) de mai sus (vezi ecuatia (3) din articolul citat) nu descrie deloc fidel variatia curentului in circuitul grilei ecran al unei pentode, deoarece ea depinde mult de tensiunea dinamica a anodului. Pe de alta parte primul motiv dintre cele trei invocate de Koren, nu mai este actual, atunci cand vorbim despre o alta aplicatie a unui tub electronic, in afara amplificatoarelor. In orice caz pentru un generator de unde (spre exemplu) sau pentru un circuit de prelucrare a impulsurilor, trebuie tinut cont de variatia reala a curentilor grilei de comanda si a grilei ecran a unei eventuale pentode, sau tetrode, sau in cazul triodelor, numai de variatia curentului grilei de comanda. Una dintre primele consecinte ale ignorarii curentilor grilelor de orice fel, este un curent catodic care evolueaza diferit fata de cel real si deci imposibilitatea simularii in spatiul PSPICE al negativarilor automate ale grilelor de comanda. Fig. 3.1 – Variatia curentului pe grila ecran a pentodei 6Ж5П conform relatiei (3.1) propusa de Koren. Aceasta consecinta, poate fi ignorata in cazul amplificatoarelor, prin inlocuirea negativarii automate cu o sursa de negativare cu tensiune constanta, asa cum se practica de fapt in marea majoritate a schemelor de amplificatoare audio Hi-Fi. Orice alta aplicatie a unei pentode, care include in circuitul catodic cel putin un rezistor, nu va putea fi simulata in mod fidel pe un simulator PSPICE. Cel de-al 2-lea motiv invocat de Koren in articolul citat, pentru care nu a cautat o regresie care sa rezolve variatia fidela a curentului grilei ecran (in mod special) dar si al grilei de comanda, nu sta in picioare deoarece existau si in anii 90 si cu atat mai mult in epoca actuala, mijloace moderne foarte eficiente pentru verificarea si trasarea (eventual automata) a variatiei reale a curentilor de grila. Cel de-al 3-lea motiv invocat de Koren in citatul de mai sus, care probabil era putin mai greu de depasit in anii '90, nu mai este de asemenea un impediment, avand in vedere dezvoltarea din toate punctele de vedere a mijloacelor actuale de proiectare si simulare electronica, asistate de calculator. Asadar, atat profesionistul, cat si hobby-istul, va gasi in fisele de date ale tuburilor electronice, sau va determina cu un trasor automat, curbele de variatie ale grilei ecran ale unei pentode, sau ale grilei de comanda ale unei triode. Demonstrativ, vom lua cazul pentodei rusesti 6Ж5П pentru care caracteristicile grilei ecran sunt trasate cu linie intrerupta in figura 3.2. Tinand cont de grupul de ecuatii (5) din articolul [1] dar si de contributii ulterioare [2] avem: (3.2) (3.3) Se determina cu metode matematice specifice, setul factorilor caracteristici pentru tubul in discutie si avem: (3.4) Fig. 3.2 – Variatia curentului anodic si al grilei ecran (linie punctata) la pentoda 6Ж5П conform fisei de date In figura 3.3, este reprezentata diagrama caracteristicilor anodice ale modelului. Pentru comparatie, s-au trasat cu linie punctata curbele corespunzatoare din fisa de date, ridicate punct cu punct. Cu trasa albastra, s-a reprezentat hiperbola curentului de maxima disipatie anodica. In figura 3.4, este reprezentata diagrama caracteristicilor curentului de catod ale modelului obtinut prin insumarea curentului anodic si al celui de grila ecran, pentru toate punctele caracteristicilor. Pentru comparatie, s-au trasat cu linie punctata curbele corespunzatoare din fisa de date, ridicate punct cu punct. Cu trasa albastra, s-a reprezentat hiperbola curentului de maxima disipatie catodica (curentul de disipatie anodica plus curentul de disipatie pe grila ecran). Pentru realizarea modelului, s-au utilizat urmatoarele ecuatii: (3.5) (3.6) Prin metode matematice specifice, s-a determinat setul de factori caracteristici: (3.7) In figura 3.5, este reprezentata diagrama caracteristicilor curentilor de grila ecran ale modelului. Pentru comparatie, s-au trasat cu linie punctata curbele corespunzatoare din fisa de date, ridicate punct cu punct. Cu trasa albastra, s-a reprezentat hiperbola curentului de maxima disipatie pe grila ecran. Curbele au fost obtinute din ecuatia: Fig. 3.3 – Variatia curentului anodic la pentoda 6Ж5П conform modelului (3.8) In ecuatia (3.8) E1 este dat de relatia (3.2) iar E2 de relatia (3.5). Sa vedem in continuare cum poate fi modelat curentul grilei de comanda in cazul unei triode. Ecuatiile modelului pentru curentul anodic, vor fi in acest caz: (3.9) (3.10) Sa analizam trioda ruseasca de mare putere ГИ7Ђ in regim de impulsuri. Conform relatiilor (3.9) si (3.10) se poate gasi urmatoarea solutie: (3.11) Fig. 3.4 – Variatia curentului catodic la pentoda 6Ж5П conform modelului In figura 1.2 este reprezentata diagrama caracteristicilor anodice si ale grilei de comanda conform fisei de date tehnice, pentru aplicatia de generator in regim de impulsuri. In figura 3.6a, este reprezentata diagrama caracteristicilor anodice ale modelului. Pentru comparatie, s-au trasat cu linie punctata curbele corespunzatoare din fisa de date, relevate punct cu punct. Cu trasa albastra, s-a reprezentat hiperbola curentului de maxima disipatie anodica. In figura 3.6b, este reprezentata diagrama caracteristicilor curentului de catod ale modelului obtinut prin insumarea curentului anodic si al celui al grilei de comanda, pentru toate punctele caracteristicilor din fisa tehnica. Pentru comparatie, s-au trasat cu linie punctata curbele corespunzatoare din fisa de date, relevate punct cu punct. Cu trasa albastra, s-a reprezentat hiperbola curentului de maxima disipatie catodica (curentul de disipatie anodica plus curentul de disipatie pe grila de comanda). Pentru realizarea modelului, s-au utilizat urmatoarele ecuatii: (3.12) (3.13) Conform relatiilor (3.12) si (3.13) se poate gasi solutia: (3.14) Fig. 3.5 – Variatia curentului grilei ecran la pentoda 6Ж5П conform modelului Fig. 3.6 – Model de deteminare a caracteristicilor curentilor anodici, catodici si respectiv ai grilei de comanda la trioda de mare putere ruseasca ГИ7Ђ, pentru utilizarea in regim de impulsuri. In figura 3.6c, este reprezentata diagrama caracteristicilor curentilor prin circuitul grilei de comanda a modelului. Pentru comparatie, s-au trasat cu linie punctata curbele corespunzatoare din fisa de date, relevate punct cu punct. Cu trasa albastra, s-a reprezentat hiperbola curentului de maxima disipatie pe grila de comanda conform fisei de date. Curbele au fost obtinute din ecuatia: (3.15) 4. Despre rezultatele practice. In figura 4.1, este ilustrata simularea in Multisim a unui trasor de caracteristici, care verifica caracteristica curentului anodic a modelului tubului 6Ж5П. Setarea este facuta pentru tensiunea de -2 V pe grila de comanda (indicata de voltmetrul virtual U1) si tensiunea de 150 V pe grila ecran. Osciloscopul virtual XSC1, a trasat caracteristica curentului anodic (numeric egal cu caderea de tensiune pe rezistorul R1 de 1 Ω) corespunzatoare in aceste conditii. Osciloscopul virtual XSC2, indica forma tensiunii furnizata de generatorul virtual de functii V3, avand amplitudinea de 300 V. Indicatorul de scala nr. 1 al osciloscopului virtual XSC1, a fost fixat pe pozitia corespunzatoare tensiunii de 250 V de pe axa X (canalul B al osciloscopului) si dupa cum se vede indica pe axa Y (canalul A al osciloscopului) un curent de 9,778 mA. In figura 4.2, trasorul verifica caracteristica curentului catodic pentru modelului tubului 6Ж5П. Setarea este facuta pentru aceiasi parametri (-2 V pe grila de comanda si 150 V pe grila ecran). Osciloscopul virtual XSC1, a trasat caracteristica curentului catodic (numeric egal cu caderea de tensiune pe rezistorul R3 de 1 Ω) corespunzatoare in aceste conditii. Indicatorul de scala nr. 1 al osciloscopului virtual XSC1, a fost fixat pe pozitia corespunzatoare tensiunii de 250 V de pe axa X (canalul B al osciloscopului) si indica pe axa Y (canalul A al osciloscopului) un curent de 11,602 mA. In figura 4.3, trasorul verifica caracteristica curentului grilei ecran a modelului tubului 6Ж5П. Setarea este facuta pentru aceiasi parametri (-2 V pe grila de comanda si 150 V pe grila ecran). Osciloscopul virtual XSC1, a trasat caracteristica curentului pe grila ecran (numeric egal cu caderea de tensiune pe rezistorul R2 de 1 Ω) corespunzatoare in aceste conditii. Indicatorul de scala nr. 1 al osciloscopului virtual XSC1, a fost fixat pe pozitia corespunzatoare tensiunii de 250 V de pe axa X (canalul B al osciloscopului) si indica pe axa Y (canalul A al osciloscopului) un curent de 1,824 mA. Fig. 4.1 – Simularea trasarii automate a caracteristicii curentului anodic al tubului 6Ж5П, pentru o tensiune de negativare a grilei de comanda de -2 V si o tensiune de 150 V pe grila ecran Fig. 4.2 – Simularea trasarii automate a caracteristicii curentului catodic al tubului 6Ж5П, pentru o tensiune de negativare a grilei de comanda de -2 V si o tensiune de 150 V pe grila ecran. Fig. 4.3 – Simularea trasarii automate a caracteristicii curentului pe grila ecran a tubului 6Ж5П, pentru o tensiune de negativare a grilei de comanda de -2 V si o tensiune de 150 V pe grila ecran. Rezultatele acestor simulari, cred ca sunt mai mult decat concludente. Nu am mai realizat simulari similare in cazul triodei ГИ7Ђ, deoarece ea nu face parte din "zestrea" mea de tuburi si deci nu am fost direct interesat. Aceasta sarcina, ramane ca o tema pentru cititorii direct interesati in urcarea pe simulator a acestui tub. 5. In loc de concluzii. Toate calculele si reprezentarile grafice din acest articol, au fost realizate cu MathCAD 14. Modelele prezentate mai sus, au fost implementate si simulate in diferite scheme pe simulatorul SPICE MultiSim 11 de la National Instruments. Nu s-au semnalat disfunctionalitati. Este de remarcat, precizia suficient de buna a coincidentei curbelor omonime din fisa de date, cu cele ale modelului, in zona mediana a domeniului considerat. Pe de alta parte, este evident ca incercarile de a utiliza modelele simplificate ale pentodelor si ale triodelor, in conformitate doar cu ecuatiile si recomandarile lui Norman Koren din articolul [1] la simularea unor scheme, altele decat cele ale unor amplificatoare audio, vor avea putini sorti de izbanda. Numai in prezenta unor variatii cat mai fidele posibil ale curentilor catodici, a grilei de comanda, a grilei ecran si a grilei supresoare (in aplicatiile in care aceasta grila nu se leaga la catod) se vor putea simula spre exemplu schemele unor generatoare de unde, sau de impulsuri cu tuburi electronice. Ramane de rezolvat (din punctul de vedere al posibilitatii simularii complete a aplicatiilor tuburilor electronice) problema modelarii caracteristicilor curentilor anodici in mod suficient de fidel incat sa contina si portiunile cu rezistenta negativa , in special la tuburile cu mai mult de 3 electrozi. Deorarece epoca moderna a computerelor coincide cu epoca de dupa inventarea tranzistorului, multe aspecte tehnice ale tuburilor electronice au ramas necercetate si nerezolvate. Se pare insa ca amatorii si hobby-isti din electronica nu sunt de acord cu acordarea pentru tuburile electronice doar a statutului de obiecte de muzeu, si din ce in ce mai multi aleg sa utilizeze aceste dispozitive in diferite domenii ale electronicii. De aceea cred ca este sarcina acestor amatori si hobby-isti (sau a profesionistilor pasionati de tuburi) sa realizeze cercetarea si studiile teoretice necesare aducerii tuburilor electronice de orice fel pe simulatoare. Multi au avut si au in vedere acest obiectiv. Printre ei, sper sa aduc si eu o modesta contributie in domeniu, prin prezentul articol. Vacuum tube - regression modeling grid and cathode currents..pdf Aprilie 2015 Nicolae Olaru Bibliografie: 1. Norman Koren ? Improved vacuum tube models for SPICE simulations - Part 1: Models and example - http://www.normankoren.com/Audio/Tubemodspice_article.html 2. Eugene V. Karpov ? The mathematical models of electronic tube and how to use them ? http://www.next-tube.com/articles.php?sub_menu_item=99&article=articles/matmod/matmod_e.inc 3. Fisele de date ale triodei ГИ7Б – http://frank.pocnet.net/sheets/018/g/GI7B.pdf 4. Fisele de date ale pentodei 6Ж5П – http://musicangel.ru/mess232.htm
  3. 1 point
    O greşeală frecventă în electronică O greşeală tipică care se face în electronică (mai ales atunci când electronistul amator încearcă să treacă de la schemele electronice cu tranzistoare bipolare, la schemele cu tuburi electronice) este aceea de a se aplica cele trei tipuri de configuraţii ale tranzistorului (emitor comun / bază comună / colector comun) la schemele de conectare ale tuburilor. Astfel electronistul amator neavizat, are tendinţa să utilizeze noţiunile (inexistente la tuburi) de „catod comun / grilă comună / anod comun”. Pentru a evita astfel de confuzii, electronica tuburilor vidate trebuie studiată după sursele bibliografice ale epocii în care s-au stabilit aceste noțiuni. Ele, au ramas până astăzi aceleaşi, datorită faptului că între circuitele echivalente de semnal mic ale tranzistoarelor bipolare şi cele ale tuburilor electronice cu vid, există unele deosebiri fundamentale. Astfel, configuraţiile de bază ale tranzistoarelor bipolare pot fi studiate din surse bibliografice precum cea care se poate întalni pe internet, la adresa web: https://www.physics-and-radio-electronics.com/electronic-devices-and-circuits/transistors/bipolarjunctiontransistor/commonemitterconfiguration.html, şi care se pot sintetiza în acest articol prin porţiunea încadrată cu roşu a ataşamentului 1. Este doar un exemplu. Utilizatorul de internet interesat de electronică, poate găsi o multitudine de surse bibliografice, unde va întalni fără excepție aceeaşi terminologie, în ceea ce priveşte tranzistoarele bipolare. În ataşamentul 2, s-au reprezentat schemele aplicative ale amplificatoarelor de tensiune şi schemele echivalente de semnal mic ale celor trei tipuri de conexiuni definite în ataşamentul 1, pe care le-am reprodus dupa documentul de la adresa web: http://www.scritub.com/tehnica-mecanica/Etaje-cu-tranzistoare-bipolare75367.php. Pentru configurațiile de bază ale tuburilor electronice, se poate studia spre exemplu sursa bibliografică de la adresa web: http://www.tubebooks.org/Books/landee_1957_electronic-designers-handbook_%281e%29.pdf, care este binecunoscută de electronistii amatori de tuburi electronice. Deoarece documentul pdf citat are 1050 de pagini, şi este greu de utilizat în acest caz simplu, am ataşat o imagine dintr-un document pdf, pe care l-am găsit întamplator pe internet şi a cărui adresă web este: http://www.radau5.ch/pdf_files/radio_1.pdf. Ceea ce reiese însă din textul de la pagina 30 a acestui document, are o aplicație generalizată la toate sursele bibliografice provenind din teoria tuburilor şi a circuitelor cu tuburi electronice. Se poate vedea în ataşamentul 3, că atunci când este vorba de tuburi, nu se mai vorbeşte despre configuraţii „catod comun / grilă comună / anod comun”, ci despre configuraţiile „catod la masă / grilă la masă / anod la masă”. Cei care au o experienţa suficienta, pot observa şi deosebirile esenţiale între configuraţiile schemelor cu tranzistoare bipolare şi cu tuburi electronice (triode) cu vid. Cei care vor întalni parteneri de discuţie care folosesc configuraţiile tranzistoarelor bipolare pentru a desemna sau caracteriza circuite cu tuburi electronice, pot fi siguri că aceştia, dacă nu sunt începători, atunci cu siguranţă încearcă să impresioneze audienţa cu vastele lor cunoştinţe despre tuburi, ei necunoscând în realitate terminologia de bază a acestor circuite. Interesant de ştiut ar fi, dacă cei care fac asemenea confuzii, au realizat şi practic montaje cu tuburi în configuraţia pe care o „declamă” – spre exemplu „... VAS (Voltage Amplifier Stage) în configuraţie catod comun ...”?! Ataşamentul 1 – Terminologiea configuraţiilor schemelor cu tranzistoare bipolare Ataşamentul 2 – Terminologiea configuraţiilor schemelor cu tranzistoare bipolare, schemele aplicative ale amplificatoarelor de tensiune şi schemele echivalente de semnal mic În esenţă, se poate observa că la schemele echivalente ale tranzistoarelor bipolare, între intrare şi masă (respectiv ieşire şi masă) există legaturi galvanice, din punctul de vedere al curenţilor continui de polarizare. Ataşamentul 3 – Terminologia configuraţiilor schemelor cu tuburi electronice, schemele de conectare şi schemele echivalente de semnal mic La schemele echivalente ale tuburilor, aceste legaturi galvanice nu există, deoarece curentii care iau naştere între diferiţii electrozi ai unui tub electronic, nu sunt curenti de conductie, ci curenţi produşi de deplasarea liberă a sarcinilor electrice în vid. Dacă conectăm un ohmmetru între oricare două terminale ale unui tub electronic (exceptând bornele filamentului de încălzire) valoarea afişată de acesta este infinită, deoarece între oricare doi electrozi ai acelui tub, nu există altceva decât vid. Rezistenţa rp figurată în aceste circuite, este rezistenţa (virtuală) internă dintre catodul K şi anodul P al tubului, măsurată într-un anumit punct static de funcţionare. În schimb, rezistenţele care apar în schemele echivalente ale tranzistoarelor bipolare sunt rezistenţe fizice (măsurabile la „rece”) rezultate din procesele de conducţie între diferitele joncţiuni. Din aceste cauze, chiar dacă s-ar dori o unificare a teoriilor între schemele cu tuburi şi cele cu tranzistoare bipolare, acest lucru nu ar fi posibil, tocmai din cauza aceastei deosebiri esenţiale între cele două tipuri de dispozitive electronice. Pentru o explicaţie mai intuitivă, hai sa consideram un tranzistor bipolar în conexiune colector comun (repetor pe emitor) versus o triodă cu vid în conexiune anod la masă (repetor catodic). Sursa de semnal, suprapusă peste polarizarea fixă bază-emitor a tranzistorului, dă naştere unui curent nenul prin circuitul de intrare (bază-emitor) al tranzistorului. Semnalul amplificat (cules între emitor şi masă) suprapus de asemenea peste tensiunea de polarizare colector-emitor, determină de asemenea un curent nenul prin circuitul de ieşire. Cei doi curenţi, se combină, în conformitate cu legile lui Kirchhoff în nodul corespunzător colectorului, care devine astfel nodul de mixaj (comun) al acestora. La trioda cu vid, semnalul util, se suprapune peste negativarea grilei şi în consecinţa nu există un curent grilă-catod nenul, precum la tranzistor. Semnalul amplificat şi preluat de pe catodul triodei, datermină în schimb un curent nenul în circuitul de ieşire, datorat rezistenţei interne a tubului electronic din etajul următor, ca parte a rezistenţei de sarcina pentru etajul considerat. Aşadar în nodul determinat de anodul triodei nu intră decât un singur curent, şi deci nu are loc un micsaj, neputând a se defini acest nod ca unul „comun”. Iata în atasamentul 4, textul original din lucrarea lui M. Berladski si R. Piringer – Culegere de probleme de tuburi electronice, aparută în anul 1959 în litografia Institutului Politehnic Bucuresti – Facultatea de Electronica si Telecomunicaţii, care atestă faptul că în cazul tuburilor electronice, nu se iau în calcul curenţii corespunzători circuitelor de intrare şi / sau ieşire recombinaţi într-un anumit nod al circuitului (care devine astfel comun) ci se ia în consideraţie potenţialul fix al masei (pământului) la care este conectat acel electrod. Astfel, prin intermediul rezistenţei fixe a sursei de alimentare, anodul este practic conectat la potentialul fix al masei. Ataşamentul 4 – Menţiuni din literatura în limba română despre schemele de conectare ale tuburilor electronice. Dincolo de glumele care s-ar putea face pe marginea unor asemenea situații, am întocmit şi publicat acest articol, spre a sluji celor în cauză, pentru a se auto-corecta în ceea ce priveşte terminologia circuitelor cu tuburi electronice, dacă vor într-adevar să abordeze această pasionantă latură a electronicii – electronica cu tuburi.
  4. 1 point
    Acest articol trateaza cele mai importante aspecte teoretice si practice necesare în dimensionarea alimentatoarelor liniare din aparatura audio de uz casnic si profesional. Se va face referire în special la alimentarea amplificatoarelor audio hibride si discrete, realizate cu tranzistoare si/sau circuite integrate, urmând ca în viitor sa aducem în atentia voastra câteva aspecte referitoare la alimentarea amplificatoarelor audio cu tuburi, respectiv prin intermediul surselor de alimentare în comutatie. Aparatura electronica, inclusiv amplificatoarele audio, necesita pentru alimentarea cu energie electrica, o sursa de tensiune/curent continu. Aceasta sursa se obtine de la baterii sau prin redresarea si filtrarea tensiunii provenite de la reteaua de curent alternativ. Datorita domeniului larg a puterii debitate, amplificatoarele audio necesita un domeniu mare de tensiunii de alimentare, lucru ce conduce la utilizarea unor echipamente care sa adapteze tensiunea retelei de curent alternativ la necesitatile amplificatorului, necesitatii impuse de topologia amplificatorului. Momentan, solutiile pentru alimentarea amplificatoarelor audio sunt: Surse de alimentare liniare - transformator, punte redresoare si filtru; Surse de alimentare în comutatie - redresor 1, transformator de înalta frecventa, redresor 2 si filtru. În comparatie cu sursele în comutatie, sursele liniare prezinta o serie de avantaje: fiabilitate sporita; zgomot redus pe tensiunile furnizate; perturbatii de inalta frecventa aproape inexistente; separare galvanica a consumatorului de retea. Sursele în comutatie au avantajul unui randament foarte ridicat în comparatie cu randamentul surselor de alimentare liniare. Schema bloc a unei surse de tensiune liniara stabilizata este prezentata în figura 1. În cazul alimentarii de la baterii sau acumulatoare, lipseste transformatorul, redresorul si în anumite situatii: filtrul. Schema din fig.1 reprezinta o schema tipica de alimentare care se utilizeaza la alimentarea consumatorilor de c.c. Pentru alimentarea amplificatoarelor audio, schema de mai sus se transfigureaza si rezulta schemele din fig. 2 sau 3, pe marginea carora o sa discutam pe parcursul acestui articol. În figura 2 este reprezentata schema de alimentare nesimetrica a unui amplificator audio iar în figura 3 este prezentata o schema de alimentare simetrica. În ambele figurii am folosit reprezentarea tranzistoarelor T1 si T2 ca tranzistoare MOSFET. Considerentele sau afirmatiile ulterioare se aplica si în cazul în care aceste tranzistoare ar fi bipolare sau IGBT. Totodata, am ales alimentarea printr-un redresor bialternanta deoarece este cel mai folosit si recomandat deopotriva. În general, transformatoarele de retea pentru alimentarea instalatiilor si echipamentelor de audiofrecventa sunt de regula monofazate, cu una sau mai multe înfasurari secundare si puterii aparente pâna la 3kVA. Aceste caracteristici tehnice le regasim la toate echipamentele muzicale produse în serie mica sau mare, si mai putin la exemplarele unicat, unde datele problemei pot fi altele si rezultatele de asemenea. Transformatorul poate fi executat în constructie încapsulata si poate fi de tip toroidal, cu miez feromagnetic 2U sau E+I. Pentru proiectarea transformatorului sau determinarea caracteristicilor constructive ale acestuia, se porneste de la marimile electrice din secundarul sau, care se presupun cunoscute, si anume: Us, Is, respectiv Ps. Dar cum determinam Ps ? În toate situatiile se cunoaste tensiunea de alimentare a amplificatorului, lucru ce ne ajuta relativ usor sa stabilim tensiunea secundara Us. Determinarea puterii aparente secundare Ps se face cunoscând termenii din relatia Ps=Us*Is sau apelând la o solutia aproximativa, putem determina aceasta putere, cunoscând puterea amplificatorului, randamentul amplificatorului si a alimentatorului (de fapt a redresorului). Totusi, determinarea puterii unui amplificator comercial luând în considerare numai tensiunea de alimentare a amplificatorului si impedanta de sarcina, neglijeaza caracterul real a sursei de alimentare, lucru ce poate conduce la obtinerea unor rezultate mult departate de cele reale. Când spunem ?puterea amplificatorului", ne referim la puterea debitata de acesta pe impedanta minima admisa - putere exprimata in WRMS. În realitate, la un amplificator audio stereo puterea masurata pe ambele canale o data, în regim "Full Power", nu este aceesi cu ce masurata numai pe un singur canal în regim "Full Power", asta datorita existentei unei rezerve de energie mult mai mari în cazul functionarii la sarcina nominala a unui singur canal de amplificare. Deci, daca veti masura vreodata la un amplificator audio puterea pe un singur canal, asta nu inseamna ca amplificatorul va livra 2 x puterea masurata pe acel canal. Deci, pentru realizarea unei masuratorii corecte a puterii debitate de un amplificator audio, va trebui sa masurati puterea debitata de amplificator pe ambele canale o data. Pentru a vedea toate implicatiile ce survin în calcul alimentatorului, în continuare vom analiza un aspect destul de important care are legatura cu forma caracteristici de iesire a ansamblului redresor ? transformator cu filtru capacitiv. Aceasta caracteristica este prezentata în figura 5. Urmatoarele considerente sunt mentionate în ipoteza existentei unei surse de alimentare reale. Muzica nu este un semnal sinusoidal iar frecventa de comutatie a amplificatorului la un moment dat (redata în figura 4 prin notatia fc), poate fi egala, mai mica sau mai mare decât frecventa pulsurilor de tensiune netezite de condensatorul de filtraj CF. Altfel spus, condensatorul CF se încarca pe frontul crescator a riplului de tensiune, într-o perioada mai mica de 2T (T=20ms) si se descarca pe frontul descrescator a riplului sau mai multor ripluri, într-o timp dependent de valoarea frecventei fCOM si raportul Ur0/ZSmin. Aceste afirmatii sunt facute pornind de la premiza ca în timpul comutatiei, amplitudinea frecventei de c-da aduce pe deplin tranzistorul T în saturatie. Deci, cu cât fCOM e mai mare si considerând CF, Ur0/ZminF constant, atunci condensatorul CF se va descarca ?mai greu". Asta înseamna ca o mare parte din energia necesara lui Zmin va fi furnizata de condensatorul CF. Problema capata un alt rezultat atunci când fCOM se aproprie de 0 (c.c.) sau altfel spus, când atinge 1/2T, respectiv scade sub aceasta valoare. Asta înseamna ca în timpul functionarii amplificatorului, punctul de functionare A va tinde sa atinga mai repede punctul E, cu cât amplificatorul va tinde sa functioneze mai aproape de sarcina nominala, frecventa de comutatie a etajului final va tinde sa o atinga sau sa fie mai mica decât frecventa riplului tensiunii redresate sau cu cât amplificatorul va fi fortat sa functioneze pe o impedanta mult mai mica decât cea nominala. Pentru a împiedica un domeniu larg de variatie intre punctele A...D va trebui sa adoptam un capacitor de filtraj de calitate si valoare corespunzatoare. OBS. Referitor la dU[%]=[Ur00/Ur02]*100, trebuie metionat ca la stabilirea acestuia trebuie sa se tina cont si de SWR circuitului integrat (factorul de rejectie a sursei de alimentare), în cazul în care amplificatorul este realizat în constructie monolitica asemenea circuitelor integrate amplificatoare audio din seria TDA, LM etc. Acestea fiind spuse, asta înseamna ca un amplificator proiectat sa reproduca numai frecventele audio înalte va avea nevoie de o sursa de alimentare de putere mai mica decât un amplificator audio proiectat sa reproduca numai frecventele foarte joase, asemenea amplificatoarelor audio de subwoofere. Orice alimentator a unui amplificator audio are propria sa caracteristica reprezentata aproximativ printr-o dreapta de genul celor din fig.5, a se vedea dreapta I sau II. În realitate exista o infinitate de drepte care au originea în punctul C. Cu cât dreapta este mai abrupta (a se vedea dreapta trasata cu verde), cu atât mai mult transformatorul alimentatorului respectiv va avea o cadere de tensiune dU[% mai mare si o temperatura de functionare mai ridicata la Inom (afirmatie facuta în ipoteza pastrarii constante a sectiunii miezului feromagnetic a transformatorului pentru toate familiile de drepte caracteristice a alimentatorului). În proiectarea ansamblului transformator-redresor, se urmareste ca în sarcina nominala, punctul de functionare a alimentatorului sa se încadreze pe segmentul E (vezi figura 5). Atentie, afirmatia anterioara nu trebuie respectata la functionarea în gol a amplificatorului. Acest lucru ofera proiectatului o alegere libera asupra determinarii puterii aparente si detaliilor constructive a transformatorului, asa cum vom vedea mai jos. Sa privim figura 6. Apoi sa presupunem ca avem un transformator electric de putere ?X", putere care rezulta datorita unei sectiuni a miezului feromagnetic, notata cu S1, si bineinteles datorita unei inductii magnetice în miez inferioara limitei maxime admise (Bmax). Pentru simplificare vom neglija pierderile în fier si cupru. În figura 6a este prezentata forma ideala a tensiunii în secundarul transformatorului în sarcina nominala, deci la inductia magnetica nominala. Cu albastru curentul electric ideal în înfasurarea secundara, înregistrat pe sarcina RL, asemenea celui care este prezent la iesirea amplificatorului. În figura 6b se prezinta forma de unda a tensiunii si curentului atunci când se impinge punctul de functionare a transformatorului la Bmax (lucru întâlnit la functionarea în suprasarcina a transformatorului). În cazul amplificatoarelor audio ?ieftine", se întâlneste foarte des cazul din figura 5b. Acest caz ia nastere atunci când se proiecteaza alimentatorul amplificatorului, implicit transformatorul, sa lucreze în zona lui Bmax. Dar cum facem asta sau de ce se întâmpla lucru asta ? Din start aceasta solutie ne permite utilizarea unui transformator de putere mai mica pentru alimentarea unui amplificator de putere ?mare", cu repercursiuni asupra reproducerii tonalitatii sunetului în domeniul 0,5*Pnom ... Pnom, si cu afectarea THD-ului amplificatorului audio în aceasta zona. Mai exact, se înrautateste caracteristica THD=f(P) a amplificatorului în domeniul mentionat. Sunetul la Pnom nu mai este asa cum ar trebui sa fie, lucru care nu poate fi sesizat de orice persoana. Pentru unii chiar nu conteaza diferenta! Sa exemplific: Sa presupunem ca avem un transformator de 500VA, toroidal, dimensionat la o inductie de 0,9T. Înfasurarile transformatorului au fost dimensionate la o densitate de curent de 3A/mm[sup2[/sup iar tensiunile secundare la mersul în gol a transformatorului sunt de 2 x 40V. Caderea de tensiune în sarcina nu depaseste dU=5%, ceea ce înseamna un 2 x 38V. Acum, sa presupunem ca avem nevoie de un curent dublu în secundar pe aceesi sectiune a miezului feromagnetic a transformatorului. Aceste conditie se poate îndeplini doar daca miezul feromagnetic a transformatorului nu a fost adus la Bmax în prima situatie. Marirea curentului conduce la marirea densitatii de curent la J=6A/mm[sup2[/sup, conditie care pot fi suportata de transformator prin luarea unor masuri privind coordonarea izolatiei si o temperatura de functionare care este putin sub limita maxim admisa. În aceasta situatie forma tensiunii si curentului este cea din figura 6b. Pentru a obtine 2x38V la functionarea în sarcina va trebui sa marim caderea de tensiune procentuala sau altfel spus, tensiunea la mersul în gol. Spre exemplu, sunt situatii când se adopta dU=30...50%. Atunci tensiunea redresata la mersul în gol poate deveni mare dar cum majoritatea etajelor finale din amplificatoarele audio au în componenta tranzistoare cu tensiunii Uce foarte mari acest lucru nu este o problema. Un dezavantaj ar fi alegerea unor condensatoare CF cu tensiunea nominala mai mare decât în mod uzual. Acestea fiind spuse, nu ar trebui sa mai mire pe nimeni de ce unii producatorii de amplificatoare audio PRO utilizeaza pe un etaj final numai 3 perechi de finali, când la un calcul simplu se demonstreaza ca la acea tensiune de alimentare nu ar fi suficienti ? asta raportându-ne si la puterea posibil debitata de amplificator, calculata în functie de tensiunea de mers în gol a acestuia si impedanta sarcinii (lucru de altfel gresit). Aceasta modalitate de dimensionare a sursei amplificatorului se regaseste la amplificatoarele audio PRO ?Low Cost", rezultând un alimentator ieftin, cu fiabilitate scazuta si un amplificator a carui tonalitate în zona 0,5*Pnom ... Pnom lasa de dorit. Calculul alimentatorului porneste de la amplificator spre transformator, având cunoscute urmatoarele date initiale: 1. tensiunea de alimentare a amplificatorului (UC sau +/-V, unde UC = +V-(-V)); 2. randamentul amplificatorului (Rand_amp) Randamentul amplificatorului are urmatoarele valori în functie de clasa de operare a acestuia: Rand_amp=(20...30)% - pentru amplificatoare audio în clasa A; Rand_amp=(40...60)% - pentru amplificatoare audio în clasa AB; Rand_amp=(70...80)% - pentru amplificatoare audio în clasa B; Rand_amp=(80...85)% - pentru amplificatoare audio în clasa H sau G; Rand_amp=(85...95)% - pentru amplificatoare audio în clasa D sau T. 3. valoarea minim admisa a impedantei pe iesirea amplificatorului (ZSmin): 2, 4, 6 sau 8 Ohmi; 4. pulsatia tensiunii redresate, exprimata prin amplitudinea componentei fundamentale a pulsatiilor: În domeniul circuitelor electronice alimentate pâna la 24VCC, curentii de sarcina mici (sub 1A), se adopta urm=0,2...0,8V. Daca tensiunea de alimentare este mai mare de 24VCC si curentii de sarcina sunt mari atunci se alege urm=0,4...2V. 5. cresterea posibila procentuala a tensiunii retelei (de obicei max. 10%). Etapele de proiectare sunt urmatoarele: a). Determinarea puterii amplificatorului: Pentru amplificatoare audio care nu sunt conectate în punte se aplica relatia: În realitate, datorita prezentei tensiunii de saturatie a tranzistoarelor finale, neliniaritatii caracteristicii de transfer, puterea efectiva debitata de amplificatorul audio în regim sinusoidal (înainte de limitare) sadisface mai bine relatia: Puterea debitata de un amplificator audio la conectarea în punte este redata de formula: În realitate, datorita inegalitati caracteristicilor de amplificare a celor doua etaje de amplificare, puterea debitata de doua amplificatoare audio conectate în punte (înainte de limitare) sadisface mai bine relatia urmatoare: În formulele (2) si (4) s-a neglijat caderea de tensiune pe rezistentele din emitoarel4.PNGe tranzistoarelor finale deoarece in comparatie cu tensiunea de alimentare influenta acestei caderii de tensiune asupra rezultatului este minora, deci se poate neglija. În formulele (2) si (4) termenul 2VCEsat = 3...6V pentru amplificatoare audio cu tranzistoare bipolare în etajul final si 2VCEsat=1...3V pentru amplificatoare audio cu tranzistoare MOS-FET în etajul final . Deoarece formulele (2) si (4) ofera rezultate mult mai apropriate de cele reale si în cele ce urmeaza recomand utilizarea rezultatelor obtinute pe baza acestor formule. b). Determinarea puterii consumate de la redresor de catre amplificatorul audio: Din relatia (5) se determina Pr0 si IR, considerând Ur02 = UC. c). Determinarea caracteristicilor redresorului si transformatorului: În functie de marimea raportului dintre rezistenta de sarcina ZSmin si rezistenta serie rS dar si de valoarea produsului: ?CFZSmin, în diferite carti si articole de specialitate s-au realizat tabele care ne ajuta mult mai usor la stabilirea celorlalte caracteristici ale ansamblului transformator-redresor. În functie de valoarea produsului wCFZSmin avem urmatorul tabel realizat pe baza curbelor prezentate în nota bibliografica [3 pentru un transformator cu Rtr=R, unde R=UC/IR: Daca: wCFZSmin > 40 - tensiune de ondulatie urm (riplu) mica; wCFZSmin = 12 - redresor recomandat pentru alimentatoare stabilizate. unde w=314 pentru redresorul monoalternanta si w=628 pentru redresarea bilaternanta. Pentru obtinerea unui randament de transfer a energiei ridicat se recomanda: rS/ZSmin < 0,02, unde rS este rezistenta echivalenta serie a redresorului. Rezistenta serie este formata din rezistenta înfasurarilor transformatorului raportate la secundar Rtr si rezistenta dinamica a diodelor din bratul în conductie a redresorului Rd: Deoarece rezistenta dinamica a diodei cu siliciu Rd este este de ordinul miliohmilor la curenti de ordinul amperilor, atunci relatia (6) se poate scrie aproximativ: Prin urmare rezistenta serie a redresorului este data în principal de rezistenta înfasurarii primare raportata la secundar. În functie de valoarea termenilor rS si Rtr, implicit a valorii raportului celor doua valori, se modifica si panta caracteristicii de functionare a alimentatorului (a se vedea figura 5). În general, un Rtr mare va implica obtinerea unui alimentator cu caracteristica mai abrupta. Pentru dimensionarea celorlalte marimi se procedeaza astfel: d). Calculul tensiunii inverse maxime a diodelor redresoare: e). Determinarea curentului mediu redresat maxim de diodele redresoare: unde m este numarul de alternante redresate. f). Curentul de vârf maxim repetitiv printr-o dioda: Dupa stabilirea diodei având datele de catalog cel putin egale cu valorile rezultate aplicând relatiile (8), (9) si (10), mai trebuie extras din catalog marimea IFSM (curentul de suprasarcina maxim). Apoi din caracteristica curent-tensiune a diodei, liniarizata începând din zona curentului de vârf repetitiv iDm=8·IR/m (vezi figura 7), se determina marimile UD0 si rezistenta dinamica Rd: Dupa determinarea termenilor Rd si rS (rS din conditia rS/ZSmin < 0,02), se poate calcula valoarea impusa a rezistentei înfasurarii primare raportata la secundar Rtr cu ajutorul relatiei (6). OBS. Curentul efectiv printr-o dioda reprezinta pentru redresorul monoalternanta si bialternanta cu punct de nul, curentul efectiv prin secundarul transformatorului. g). Determinarea amplitudinii maxime a tensiunii US din secundarul transformatorului în gol: unde: - Ud reprezinta tensiunea de deschidere a diodei - la siliciu Ud=0,4V - iar p este numarul de diode în serie (la punte p=2); - caderea relativa de tensiune pe rezistenta interna a redresorului, definita prin: unde Ur0=dU[%]*UC. h). Valoarea condensatorului CF se determina din conditia wCFZSmin din tabelul 1 sau aplicând formula urmatoare: OBS. În realitate, valoarea curentului continuu (IR) furnizat de redresor nu este egala cu valoarea efectiva a curentului care circula prin difuzor. Curentul efectiv prin difuzor este cu câteva procente mai mic decât IS (curentul din secundarul transformatorului) si aproape de doua ori mai mare decât IR (afirmatie facuta in ipoteza neglijarii curentului de mers în gol a amplificatorului). Aceasta observatie este foarte importanta la dimensionarea sigurantelor fuzibile conectate pe partea de alimentare a amplificatorului, sigurante care trebuie sa respecte conditiile impuse de integrala de curent a tranzistoarelor finale si valoarea curentului nominal IR. Energia stocata de CF se calculeaza cu relatia: Deci energia stocata în condensatorul de filtraj CF poate furniza energia necesara difuzorului o perioada scurta de timp, energie care raportata la o secunda poate permite amplificatorului sa debite un anume numar de watti în acest interval de timp. Spre exemplu, un condensator de 10000µF, conectat la 35Vcc, poate asigura timp de o secunda aproximativ 6,125W. Puterea PMPO a fost nascocita pornind de la aceasta regula cu conditia sa calculam puterea furnizata de capacitorul de filtraj a amplificatorului la 10ms sau 1ms, rezultând un pompos 612,5W PMPO, respectiv 6125W PMPO (bineînteles firmele producatoare vor rotunji sau chiar marii valorile calculate). Totusi, raportarea la o perioada mai mica decât frecventa pulsurilor de tensiune redresate (10ms ? redresarea bialternanta, 20ms ? redresarea monoalternanta) conduce la obtinerea unei puteri debitate de amplificatorul audio fara un fundament practic 100% real. Totodata, valoarea puteri "debitate" de capacitorul de filtraj este proportionala cu frecventa amplificata si cu puterea sursei de alimentare. Pentru amplificatoare audio în special de puteri reduse si de banda 100Hz...20kHz, prezenta unui condensator de filtraj de valoare mare va permite functionarea amplificatorului chiar si câteva secunde dupa lipsa tensiunii de alimentare. i). Calculul valorii efective a tensiunii secundarului transformatorului în gol: j). Valoarea efectiva a curentului din înfasurarea secundara IS a transformatorului: - pentru redresorul dubla alternanta în punte: - pentru redresorul dubla alternanta cu priza mediana: Formulele (17) si (18) s-au scris în ipoteza îndeplinirii conditiei wCFZSmin=12 si rS/ZSmin < 0,02. k). Determinarea puterii infasurarii secundare a transformatorului: l). Calculul puterii primare a transformatorului: Randamentul transformatorului ?T se adopta din catalogul producatorului, în functie de tipul constructiv: E+I, toroidal etc. m). Cerinte impuse pentru dimensionarea înfasurarilor transformatorului Alimentarea amplificatoarelor audio cu ajutorul unei surse liniare curent/tensiune pe lânga existenta unei punti redresoare corect dimensionata necesita un transformator electric de putere corespunzatoare. Realizarea practica a transformatorului trebuie sa respecte: o cadere de tensiune sarcina/ mers în gol optima care sa se adopte în functie de sarcina minim admisa de amplificator, domeniul de frecventa reprodus si caracteristica de protectie a amplificatorului (daca amplificatorul audio este dotat cu un circuit de protectie la scurtcircuit accidental pe iesire); prima cerinta enuntata ne impune un domeniu de variatie a rezistentei ohmice primare, implicit ne forteaza la utilizarea în calculele ulterioare a unei densitati de curent optime proiectului. Aceasta densitate de curent ne poate ajuta la determinarea temperaturii de functionare a transformatorului dupa care se stabileste necesitatea unei ventilatii fortate sau caracteristicile mediului unde transformatorul va avea nevoie de asta. Aceste deziderate trebuie corelate cu obtinerea unui randament maxim a transformatorului, randament maxim care se obtine atunci când pierderile în fier sunt egale cu pierderile în înfasurarile transformatorului (PFe=PCu). Practica a aratat ca randamentul unui transformator electric nu este constant la variatia curentului de sarcina. Randamentul ajunge la valoare nominala sau maxima atunci când curentul masurat atinge 70% din valoare nominala a curentului secundar. Asadar, panta caracteristicii redresorului va trebui adoptata si în functie de caracteristica protectiei la suprasarcina si/sau scurtcircuit accidental pe iesire a amplificatorului. Precum am mai spus, materialul sonor nu este sinusoidal si ca drept urmare încarcarea în curent a înfasurarilor secundare ale transformatorului nu este atât de pregnanta ca în cazul alimentarii printr-un redresor a unui motor de c.c. Ajungem la concluzia ca putem adopta caracteristici ?putin mai abrupte" (dU% mai mari) cu obligatia utilizarii unei baterii de filtraj de capacitate sporita si fara a forta la sarcini nominale aducerea pe deplin în saturatie a transformatorului. Aceasta solutie ne conduce la realizarea unui alimentator cu un raport pret/performanta/calitate bun. În figurile 2 si 3, datorita faptului ca amplificatorul audio însasi prin functionare, mai ales la frecvente înalte, necesita comutarii rapide ale curentului de sarcina, în paralel cu condensatorul CF se mai conecteaza un snubber RC sau un capacitor de valoare redusa (tipic 100nF). Dupa calculul rezistentei înfasurarii primare raportata la secundar Rtr cu ajutorul relatiei (6) aplicam formula: unde: N1, N2 reprezinta numarul de spire a înfasurarii primare, respectiv secundare, determinate în cadrul etapei de proiectare a transformatorului; J1, J2 densitatile de curent ale înfasurarii primare si secundare. Aceste densitatii de curent se determina din formula (21) si se impun în cadrul etapei de dimensionare a diametrului conductoarelor înfasurarilor transformatorului. Dupa caz, daca este necesar, valorile densitatilor de curent se mai ajusteaza în functie de proiect. Aceste densitati nu trebuie sa fie obligatoriu egale pentru primar si secundar, asa cum de regula se recomanda în diferite referate de calcul a transformatoarelor; Rez_Cu - reprezinta rezistivitatea cuprului; Rs2 - rezistenta înfasurarii secundare. Pentru cei mai comozi electronisti, utilizând formulele prezentate, am realizat un tabel cu cele mai uzuale tensiunii de alimentare (pentru schemele din figurile 2 si 3), din care se pot extrage elementele constitutive: putere transformator, caracteristici punte redresoare, condensator de filtraj. În cazul unei alimentarii simetrice (fig.3) rezultatele din tabelul 2 se modifica astfel: condensatorul CF se înlocuieste cu doua condensatoare CF1=CF2=2*CF, unde valoarea lui CF se citeste din tabelul 2 (CF1 între ramura pozitiva de alimentare si masa iar CF2 se conecteaza între ramura negativa de alimentare si masa); curentul mediu printr-o dioda IFAV va fi egal cu IR, respectiv: IFRM=8*IR tensiunea UC redata în tabelul 2 va deveni ±UC/2. Deci, pentru determinarea caracteristicilor este suficient sa cunoastem: tensiunile de alimentare ale amplificatorului audio, clasa de operare (A, AB, D...) si impedanta minim admisa de amplificator pe iesire (de regula 2, 4 sau 8 Ohmi ? pentru alte impedante si/sau tensiunii de alimentare se poate aplica usor operatia de interpolare). OBS: tabelul 2 tine cont de valoarea curentului de mers în gol pe diferite clase de operare a amplificatorului. Aceasta valoare reprezinta aproximativ un anume procent din curentul continuu IR; tabelul 2 tine cont de functionarea la Bnom a transformatorului. Daca se doreste utilizarea la Bmax atunci se poate utiliza un transformator de aceeasi putere pentru alimentarea a doua module de amplificare cu conditia sa se dubleze si valoarea condensatorului de filtraj CF. Acest lucru este posibil tinând cont si de cele spuse la pct. h. Functionarea la Bmax a transformatorului pentru doua montaje stereo de amplificatoare audio este posibila mult mai lejer si datorita faptului ca comutarea curentului de alimentare de catre cele doua module de amplificare nu se realizeaza simultan, asta deoarece semnalul stereo este compus din doua semnale ?usor defazate". tabelul 2 corespunde cu o anumita aproximatie conditiei: ?CFZSmin˜5. Pentru conditii ?CFZSmin >15 se vor relua calculele cu ajutorul formulelor prezentate. În cazul amplificatoarelor audio de puteri mari, pentru a realiza o separare mai buna a canalelor, chiar si în cazul unui defect, dar si pentru a nu fi fortati sa utilizam o singura punte redresoare de curent mare pentru ambele canale, se prefera alimentarea separata a celor doua module de amplificare prin doua punti redresoare, ambele racordate la acelasi secundar. Exemplu practic de cablare pentru alimentarea simetrica a unui amplificator audio. Bibliografie 1 - Paul R. Gray , Paul J. Hurst, Stephen H. Lewis, Robert G. Meyer - Analysis and Design of Analog Integrated Circuits, (4th Edition) 2 - Duncan B. - High Performance Audio Power Amplifiers (1996). 3 - Dascalu D. s.a. - Circuite electronice - Ed. Didactica si Pedagogica, 1981 4 - Adrian B., Alexandru M., Ilie M., Imre S. s.a. - Practica Electronistului Amator, Editura Albatros, 1984 5 - Marty Brown - Power Supply Cookbook (2th Edition), 2001.
This leaderboard is set to Bucharest/GMT+02:00
×
×
  • Create New...

Important Information

We use cookies and related technologies to improve your experience on this website to give you personalized content and ads, and to analyze the traffic and audience of your website. Before continuing to browse www.tehnium-azi.ro, please agree to: Terms of Use.