Cum calculam tensiunea de cliping la un amplificator

[donpetru]

Pentru calculul "tensiunii efective de cliping" se poate aplica cu succes formula urmatoare:

Vpp=Vs+(Vamp-2*Vk)/2*radical2;

unde:

Vk- este tensiunea de saturatie a tranzistoarelor din etajul final (tipic 0,6-3v pt tranzistoarele bipolare, aprox.3V pentru tranzistoarele MOSFET);

Vamp - tensiunea de alimentare a amplificatorului (pt amplificatoare alimentate simetric se va lua in considerare Vamp=2*Vcc);

Vs- este tensiunea corespunzatoare coeficientul de suprasarcina a amplificatorului audio pe cea mai mica impedanta (Vs_tipic=5V- in functie de topologia amplificatorului - tensiunea Vs este privita ca valoarea unui surplus a tensiunii efective (coresp. la putere maxima) aplicata pe cea mai mica impedanta conectata la iesirea amplificatorului). De exemplu, daca un amplificator audio la putere maxima are o tensiune efectiva de 30V pe difuzor, la un anumit coeficient de suprasarcina vom avea pe difuzor 35V efectiv. Diferenta dintre aceste valori reprezinta Vs);

 

Exemplificare: Pentru un amplificator audio alimentat la o tensiune simetrica de +/-90VDC vom avea Vamp=180V. Sa presupune ca avem un amplificator avand etajul final realizat din tranzistoare MOS-FET, iar fiecare tranzistor MOS permite in cadrul schemei de amplificare data o tensiune de saturatie de circa 1V. Mai consideram ca amplificatorul rezista la un factor de suprasarcina de 15% care corespunde unei tensiunii Vs=8,48V. Atunci "tensiunea de cliping":

Vpp=8,48+(180-2*1)/2*radical2=66,12Vefectiv (pe bobina difuzorului si cea mai mica impedanta suportata de amplificator)

Realizarea unui circuit de cliping, cel mai simplu de altfel, se poate face folosind o dioda Zener, o rezistenta si un LED. Dioda Zener in acest caz va trebui sa aiba o tensiune caracteristica de 56V, rezistenta de minim 1K-0.5W pe LED.

[scormonel]

Ce este aceea "tensiune de cliping" ?.

[donpetru]

Tensiunea de cliping la iesirea unui amplificator audio este pragul de tensiune care ne arata intrarea in suprasarcina a amplificatorului. Acest prag se poate considera valoarea urmatoare a tensiuni dupa valoarea nominala de pe iesirea amplificatorului.

[Vizitator Moldy]

pentru simplitatea si intelegerea fenomenului ,,clipping ''si nu numai

http://www.lenardaudio.com/education/12_amps.html

[oneloco]

@donpetru

NU chiar!

 

tensiunea de saturatie a tranzistoarelor din etajul final (tipic 0,6-3v pt tranzistoarele bipolare, aprox.3V pentru tranzistoarele MOSFET)

 

MOSFETul= resistenta variabila cu un Rds on tipic de sub 0,x Ohm. Nu exista voltaj gen UDS sat.

corecteaza-ma daca gresesc. ;)

Salut

 

@?oldy

Pentru tine un NU mai definitiv!

pentru simplitatea si intelegerea fenomenului ,,clipping ''si nu numai

http://www.lenardaudio.com/education/12_amps.html

 

linkul tau nu se refera la clipping!

distorsiunile sunt de genul preluare de la semiunda negativa la pozitiva (crossover) la pragul (inceput) de deschidere, deci cu totul contrar genului Clipping de distorsiuni la (supra)deschidere.

 

Dacă tăceai filosof răm?neai

salut!

Editat Iulie 20, 2009 de oneloco

[donpetru]

@donpetru

NU chiar!

MOSFETul= resistenta variabila cu un Rds on tipic de sub 0,x Ohm. Nu exista voltaj gen UDS sat.

corecteaza-ma daca gresesc. ;)

Salut

 

Chiar nu exista voltaj gen Uds saturatie ??? Chiar asa o fi ?

Sa luam spre exemplificare un tranzistor MOS FET... de genul IRFP240 care conform datelor de catalog are Rdson=0.18 Ohm. Apoi consideram prin acest tranzistor un curent efectiv de aprox. 5A (un caz destul de des intalnit practic, fie el si curent de varf prin tranzistor). Sa calculam:

Uds_sat=I*Rds_on=5*0,18=0.9V, aprox. 1V.

 

Alt tranzistor MOSFET: IRFP9240, complementarul tranzistorului de mai sus, care are Rdson = 0,5 Ohm.

Sa calculam:

Uds_sat=I*Rds_on=5*0,5=2,5V.

 

Daca doriti putem continua si cu alte exemple din catalog.

Atentie! Tensiunea de saturatie a MOSFET-ului, exemplificata mai sus, este calculata pe niste exemplare reusite, deci nu pirat de tranzistoare MOSFET. In practica, se pot gasi tranzistoare MOS cu tensiunea de saturatie chiar si de doua ori mai mare decat cea calculata mai sus.

Uitati ca exista si tensiune de saturatie la MOSFET-uri la fel cum exista si la tranzistoarele bipolare.

 

Ceea ce nu am precizat in interventiile mele anterioare din acest topic este faptul ca la tranzistoarele bipolare de putere tensiunea Uce de saturatie poate depasi valorile tensiunilor de saturatie a tranzistoarelor MOS calculate anterior. Totusi, astfel de aspecte, le las sa le descopere persoanele interesate prin practica si studiu. Uneori nu ma pot gandi sa expun toate aspectele problemei intr-un singur topic, dar imi place sa las sa vina cu completarii alti membri ai forumului.

 

Oricum, multumesc de observatie, pentru ca fara observatia dvs. nu puteam lamuri existenta tensiunii de saturatie si la tranzistoarele MOSFET.

 

Numai Bine

[remus68]

Vpp=66,12Vefectiv (pe bobina difuzorului si cea mai mica impedanta suportata de amplificator)

Cred ca este o greseala...

La tensiunea de alimentare de +/-90V, indiferent de tipul tranzistoarelor finale utilizate (bipolar, mosfet) considerind (dupa fiecare caz) Rdson=0, Ucesat=0, tensiunea pe rezistenta de sursa sau emitor nula (in sarccina!!!), caderea te tensiune pe firele de conexiune si traseele de circuit nule si neglijind tensiunea de prepolarizare Ugs respectiv Ube, vom obtine la iesirea amplificatorului Uout=180Vvv, respectiv Uout=63,63Vef.

Dar cum toate cele prezentate mai sus ca fiind nule sau inexistente, intr-un circuit de amplificare real au o valoare diferita de zero, nivelul semnalului la iesirea amplificatorului in momentul in care apare fenomenul de clipping va fi cu mult inferioara valorii de 63,63Vef si va fi puternic influentata de tipul tranzistorilor utilizati in etajul final de amplificare.

[donpetru]

Nu este o greseala, ceea ce am spus in primul post de mai sus reprezinta o abordare strict teoretica a problemei. Conteaza foarte mult cum alegem valoarea coeficientului Vs si Vk dar si caderea de tensiune in sarcina de pe alimentarea amplificatorului. Daca aceste aspecte nu le calculam corect, atunci calculul tensiuniii efective "de clipping" pe iesirea amplificatorului va diferi foarte mult de valoarea reala, valoare dependenta si de impedanta sarcinii, intr-o oarecare masura.

 

Referitor la ultimiile comentarii pe care le-ati facut mai sus, in special ultima fraza, e gresit spus, citez: "si va fi puternic influentata de tipul tranzistorilor utilizati in etajul final de amplificare". Nu este chiar asa.

Nu stiu daca ati avut ocazia vreodata sa testati aceeasi topologie de amplificator audio cu doua tipuri de tranzistoare finale: MOSFET (verticali) si bipolari, dar daca veti face lucrul asta (bineinteles, folosind aceeasi sursa de alimentare in ambele cazuri si sarcina), veti vedea ca verticali au tensiunea de saturatie (plus caderea de tensiune pe rezistentele din sursele MOS-urilor) mai mare ca in cazul utilizarii tranzistoarelor bipolare, cu cca. 20...25%. Domeniul procentual mentionat anterior e rezultatul numeroaselor teste efectuate pe diverse scheme de amplificatoare audio care le-am testat cu MOSFET-uri si bipolari.

 

Practic, daca ne intoarcem la formula de calcul prezentata in primul post din topic, teoretic calculasem mai sus un 2,5V tensiune de saturatie la un IRFP9240, in realitate e cam de doua ori mai mare (deci aprox. 5V). Cam tot 5V cade si pe rezistorul de putere din sursa MOSFET-ului. Deci, numai pe o alternanta avem pierderi de tensiune de cca.10V, daca inmultiti cu doi (ca avem doua alternante) se ajunge la 20V. Scadeti acei 20V din valoarea Vpp ideala (presupusa identica cu tensiunea de alimentare in sarcina), valoare pe care ati calculat-o mai sus si obtineti valoarea Vpp aprox. reala pe difuzor. In cazul bipolarilor tensiunea de saturatie e ceva mai mica, de fapt asta e si motivul pentru care majoritatea amplificatoarelor audio profesionale de putere contin bipolari in etajul final. Retineti, ca la acele pierderi de aprox. 20V se adauga caderea de tensiune in sarcina pe alimentarea amplificatorului, cadere care poate atinge lejer 20V. Deci, fata de o tensiune de alimentare in gol de cca. +/-70Vcc, sunt o sumedenie de amplificatoare audio in comert care au in sarcina +/-60Vcc (mai mult, mai putin, depinde de caz). Asadar, daca luam un reper de 20V (cadere de tensiune pe alimentarea circuitului) si adunam cu inca 20V tensiunea de saturatie globala a etajului de amplificare, pierdem 40V. Initial am considerat o alimentare de +/-70Vcc (deci 140Vcc), ideal avem un Vpp=140Vcc, dar real pe difuzor poate fi aprox. 100Vpp.

 

Se poate micsora si la verticali tensiunea de saturatie "globala" (adica cea care contine caderea de tensiune pe rezistoarele de putere din sursele MOSFET-urilor) dar nu se recomanda din cauza ca micsorarea valorii rezistoarelor din sursele MOSFET-urilor conduce la instabilitate, deci probabilitate mare de aparitie a oscilatiilor in etajul de iesire. Va spun asta pentru ca am testat lucrul asta practic. Deci, pana la urma trebuie facut un compromis.

 

Numai bine

[remus68]

Ma ocup de amplificatoare audio de mai bine de 30 de ani (cam de cind v-ati nascut) si nu se poate pune problema ca nu as sti sa fac diferenta intre tranzistoarele bipolare si cele mos-fet utilizate in etajele finale de putere sau ca nu stiu sa calculez puterea eliberata de un amplificator audio...

Am aratat doar ca luind in considerare o tensiune virf la virf de 180Vvv, conform formulelor de calcul universal valabile ii corespunde o valoarea eficace de 63,63961031Vef.

Nu exista pe lumea asta vreun amplificator audio care alimentat cu +/-90V sa elibereze o tensiune eficace la iesire de 66,12Vef... (valoare mentionata in primul post din acest topic).

In ceea ce priveste calculul elementelor componente ale unui amplificator audio se pleaca de la o valoare impusa a puterii de iesire pe o valoare impusa a impedantei de sarccina si luind in considerare toti parametri care i-am neglijat in postarea anterioara va rezulta tensiunea de alimentare necesara.

 

Cunoscind faptul ca distorsiunile cresc exponential la depasirea puterii nominale a unui amplificator audio, indicatorul de clip ar trebui sa intre in functiune in momentul in care este sesizata aceasta depasire (eventual cu putin inainte). Deoarece o multime de parametri de catalog a unei componente active (in acest caz tranzistorul final) sint diferiti de la un exemplar la altul chiar intre componente din aceeasi serie de fabricatie, valoarea nivelului de iesire nominal al unui amplificator realizat practic va fi usor diferita fata de valoarea rezultata din calcul astfel incit daca se doreste ca indicatorul de clip sa aibe o functiune corelata cu nivelul real de distorsiuni de la iesirea amplificatorului, vom avea nevoie de un osciloscop pentru a regla corect momentul intrarii in functiune a indicatorului de clip.

Editat Decembrie 29, 2013 de remus68

[donpetru]

Nu am contestat mai sus experienta dvs. in domeniu, va rog sa nu intelegeti gresit lucrul asta, pentru ca nu am spus asa ceva sus. Totusi, avand in vedere raspunsul pe care l-ati formulat mai sus in doua randuri, nu cred ca ati comparat vreodata practic cele doua situatii: performantele unei topologii de amplificator cu etaj final MOSFET si cu etaj final tranzistor bipolar. Nu cred asta din cauza ca ati facut o remarca gresita vis-a-vis de aceasta situatie. Dar, ma rog, oricata experienta intr-un domeniu tehnic am avea, tot timpul mai este ceva de invatat.

In ceea ce priveste concluzia pe care ati formulat-o in ultimul post de mai sus, citez:

Deoarece o multime de parametri de catalog a unei componente active (in acest caz tranzistorul final) sint diferiti de la un exemplar la altul chiar intre componente din aceeasi serie de fabricatie, valoarea nivelului de iesire nominal al unui amplificator realizat practic va fi usor diferita fata de valoarea rezultata din calcul astfel incit daca se doreste ca indicatorul de clip sa aibe o functiune corelata cu nivelul real de distorsiuni de la iesirea amplificatorului, vom avea nevoie de un osciloscop pentru a regla corect momentul intrarii in functiune a indicatorului de clip.

sunt total de acord.

 

Oricum, multumesc pentru completarile de rigoare.

[sinus_pure]

...foarte interesant subiectul topicului...si nu pot decat sa zic...bravo..@donpetru si @remus68...urmaresc in continuare .Practic,eu vad intrarea in clipping aplicand sinus eventual dreptunghiular la intrare amp din generator si vizualizez cu osciloscopul la iesire forma de unda...calcule chiar nu am facut...am urmarit in general sa bata cu manualul service al amplificatorului,iar teste duse la extrem..nu prea fac din cauze bine intemeiate...nu cred ca un overload se lasa fara scantei sau finali noi....in schimb intrarea in overload...clipping..spune multe despre amplificator.

[donpetru]

Notiunea de marime efectiva isi are rostul deoarece reprezinta valoarea efectiva a sinusoidei semnalului audio amplificat inainte de a intra in saturatie, deci inainte de a incepe sa capete forma dreptunghiulara.

Apoi, si un semnal dreptunghiular este caracterizat printr-o valoare efectiva. Faptul ca nu prea se utilizeaza in mod curent aceasta marime, asta e cu totul alta problema.

 

Facand o paranteza la cele spuse anterior un aspect foarte important de urmarit la un amplificator audio il reprezinta modul cum evolueaza tensiunea de offset incepand de la functionarea in gol si pana la suprasarcina. Nu o sa detaliez acest aspect pentru ca nu vreau sa indrept discutia prea mult spre OFFTOPIC, dar intr-un asemenea context trebuia punctat.

[miron1947]

Eu sunt de parere ca cea mai sigura metoda de determinare a pragului de intrare in limitare a amplificatorului, este cea prin vizualizarea pe osciloscop, deoarece dispersia parametrilor componentelor este destul de mare.

Editat Decembrie 30, 2013 de miron1947