Tranzistorul bipolar

1. Prezentare generală

Un tranzistor bipolar este constituit din trei zone alternate ca dotare - PNP sau NPN - realizate pe acelaşi monocristal. Zona de la mijloc este foarte subţire comparativ cu celelalte şi poartă denumirea de baza (B). Zonele extreme sunt denumite în funcţie de polarizarea externă, emitor (E) şi colector ©. Cele trei regiuni au contacte ohmice care sunt scoase în afara capsulei tranzistorului şi se numesc terminale.



În funcţie de tipul zonelor (N sau P) care sunt alternate, există două categorii de tranzistoare: NPN si PNP (fig.1). Datorită modului de realizare, apar două joncţiuni PN: joncţiunea emitor-bază (EB) şi joncţiunea bază-colector (BC) care pot fi asimilate cu două diode semiconductoare. În practică, dacă nu deţinem un catalog, se poate întâmpla să găsim un trazistor căruia să nu îi cunoaştem structura (NPN sau PNP). În această situaţie se apelează la o metodă de identificare a structurii tranzistorului bipolar după indicaţiile din fig.2. Această metodă presupune existenţa unui aparat de măsură, mai exact a unui multimetru digital având comutatorul setat pe poziţia "testare diode".



Dotarea cu atomi donori sau acceptori a emitorului şi colectorului este mult mai mare ca a bazei (de cca. 100 ori). Pentru ca tranzistorul să funcţioneze, joncţiunea EB se polarizează în sens direct iar joncţiunea BC în sens invers cu o tensiune mult mai mare ca a joncţiunii EB.

În cele ce urmează se va explica funcţionarea unui tranzistor NPN care se utilizează cel mai des (fig.3).

Concentraţia de purtători în emitor (electroni) fiind mult mai mare decât în bază şi deoarece joncţiunea EB este polarizată direct de la o sursă externă U_EB (fig.3), are loc o injecţie masiva de electroni din emitor (reprezentat printr-o săgeată) în regiunea bazei unde găseşte un număr mult mai mic de goluri. Aceste goluri se recombină cu o mică parte din electronii injectaţi. Datorită faptului că baza este foarte subţire majoritatea electronilor străbat această regiune şi pătrund în zona colectorului. Joncţiunea BC fiind polarizată în sens invers (pe colector se aplica tensiunea Ucb pozitivă faţă de bază), apare un câmp electric care accelerează, electronii veniţi din bază spre colector. În regiunea colectorului electronii veniţi din bază se recombină cu golurile sosite de la sursa de alimentare. Se remarcă astfel, că deşi joncţiunea BC este polarizată invers, prin ea trece un curent mare, aproape egal cu curentul direct al joncţiunii EB.

Aceasta reprezintă principala proprietate a efectului de tranzistor care poate fi enunţat astfel: printr-o joncţiune polarizată invers poate trece un curent mare dacă în imediata vecinătate (baza are grosime foarte mica) se găseşte o joncţiune polarizată direct. În cazul în care grosimea bazei este mare (mai mare ca lungimea de difuzie a purtătorilor din emitor în bază) atunci efectul de tranzistor este inexistent şi cele două joncţiuni înseriate sunt independente.



În fig.3 se prezintă fluxurile de purtători de sarcini prin tranzistor. Curentul de emitor este format din două componente:



Curentul I_EN se datorează electronilor majoritari iar curentul I_EP este curentul invers (datorat golurilor) al joncţiunii BE care este foarte mic şi se poate neglija.

Curentul de colector este format dintr-o fracţiune "α" a curentului de electroni ai emitorului şi din curentul invers de goluri al joncţiunii BC notat I_CB0:



Factorul α are valori uzuale de ordinul 0,900...0,999. Curentul I_CB0 este de dorit a fi cât mai mic. El reprezintă astfel zis �factorul de calitate" al unui tranzistor. În majoritate aplicaţiilor acest curent se poate neglija pentru tranzistoarele actuale.

Curentul bazei este determinat de curentul invers al joncţiunii BE (I_EP), de curentul de recombinare ai electronilor cu golurile din bază (I_RB) şi de curentul I_CB0:



Pe baza consideraţiilor de mai sus putem scrie relaţia fundamentală de funcţionare a tranzistorului:



Pentru tranzistoarele de tip PNP, funcţionarea este identică, cu observaţia că polarizările externe sunt de sens invers iar fluxul majoritor de purtători este format din goluri. Sensurile curenţilor precum şi polarizările pentru cele două tipuri de tranzistoare sunt prezentate în fig. 1.
Dacă se neglijează I_CB0 se poate defini un coeficient care arată de câte ori curentul de colector este mai mare decât curentul de bază.


Acest factor exprimă amplificarea în curent continuu a tranzistorului şi arată cum un curent mic de bază duce la apariţia unui curent de colector mult mai mare.

Pentru tranzistoarele actuale, a având o valoare foarte apropiată de 1, rezultă pentru β valori mari cuprinse în general între 10 şi 1000. Factorul de amplificare în curent continuu depinde de temperatură şi de mărimea curentului de colector. El creşte odată cu creşterea temperaturii şi scade la curenţi de colector mari.

Deci, efectul de tranzistor consta in modificarea curentului de goluri (care pleacă de la emitor şi ajunge la colector) prin modificarea tensiunii de polarizare a unei joncţiuni polarizate direct şi anume tensiunea de polarizare a joncţiunii emitor - bază.

2. Caracteristicile statice ale tranzistoarelor bipolare

Producătorul de tranzistoare indică în foile de catalog legătura grafică dintre curenţii prin tranzistor şi tensiunile continue aplicate între terminale. Aceasta reprezintă caracteristicile statice. Ca punct de referinţă al tensiunilor poate fi ales oricare din contactele tranzistorului. În practică, cel mai des tensiunile se referă la emitor sau cu alte cuvinte cel mai uzual mod de conectare în scheme al tranzistorului, este conexiunea emitor-comun (EC), care se va descrie mai departe.


În fig.4 se prezintă pentru un tranzistor NPN cu siliciu aceste caracteristici şi montajul cu care se pot determina. Mărimile l_B şi U_BE sunt mărimi de intrare, iar I_C şi U_CE, mărimi de ieşire.

• Caracteristica de intrare - reprezintă variaţia curentului de baza în funcţie de tensiunea U_BE. Ea se determină menţinând din P₂ o tensiune UCE constantă şi se variază cu P1 tensiunea de polarizare a bazei U_BE. Se măsoară I_B şi U_BE. Această caracteristică este asemănătoare cu a unei joncţiuni PN polarizată direct (fig.4c). Apariţia curentului I_B şi implicit a curentului I_C, are loc numai la depăşirea unui prag de tensiune U_D numit tensiune de deschidere. Această tensiune depinde de materialul semiconductor. Astfel pentru tranzistoarele cu Si deschiderea are loc pentru tensiuni U_BE cuprinse între cca 0,5 V şi 0,65 V iar pentru cele cu Ge intre 0,1 V şi 0,2 V.
• Caracteristica de ieşire - exprimă variaţia curentului de colector I_C în funcţie de U_CE pentru diferite valori ale curentului de bază I_B. Pentru determinarea ei, se stabileşte cu P₁ o anumită valoare a curentului de bază I_B care se menţine constantă. Apoi cu P₂ se modifică tensiunea U_CEC corespunzător. Studiul acestei caracteristici arată că la un curent de bază constant, curentul de colector creste foarte puţin cu U_CE şi de multe ori în practică el se consideră ca independent de această tensiune. I_C depinde în mod esenţial de I_B şi deci de U_BE (fig.4b).
• Caracteristica de transfer - arată dependenţa curentului de colector, de curentul de bază. Ea se determină reglând simultan P1 şi P2 pentru a menţine U_CE În acelaşi timp se măsoară variaţia lui I_C în funcţie de I_B. Această caracteristică este o linie dreaptă a cărei înclinare depinde de factorul de amplificare în c.c. (fig.4d).

3. Regimurile de funcţionare ale tranzistoarelor

Din punct de vedere al modului de polarizare al celor trei joncţiuni există trei regimuri de funcţionare:

• Regimul activ normal (zona II din fig.4b). Tranzistorul are joncţiunea BE polarizată direct, iar joncţiunea BC în sens invers. Limitele acestui regim sunt determinate de condiţia anulării uneia din tensiunile de polarizare. Curentul de colector al tranzistorului este controlat de circuitul de bază.
• Regimul de blocare sau tăiere (zona III din fig.4b). Joncţiunile BE şi BC sunt polarizate în sens invers. Curentul care trece prin tranzistor este foarte mic (de ordinul nanoamperilor) şi e datorat purtătorilor minoritari generaţi termic. Tensiunea inversă maximă care poate fi aplicată joncţiunii BE în regim blocat depinde de tipul tranzistorului şi este specificată în catalog. Astfel pentru tranzistoarele de înaltă frecvenţă cu Ge este de cca 0,3 V, la tranzistoarele cu Si de 3-7 V iar la tranzistoarele cu Ge aliate de 10-20 V. În cazul depăşirii acestei tensiuni, joncţiunea BE se comportă ca o diodă Zener cu o caracteristică foarte abruptă, apare un curent important invers şi dacă nu există o rezistenţă de limitare, tranzistorul se distruge prin ambalare termică. Acest efect Zener al joncţiunii BE este exploatat la unele tranzistoare de construcţie specială utilizate în etajele finale de baleiaj orizontal TV (TV CRT).
• Regimul de saturaţie (zona I din fig.4b). Joncţiunile BE şi BC sunt polarizate în sens direct. Curenţii care circulă prin tranzistor sunt limitaţi în principal de circuitul exterior. Acest regim poate apare şi la un tranzistor căruia i se aplică sursele de polarizare pentru funcţionare în regiunea activă normală. Astfel, dacă in fig.4a, potenţiometrul P₂ se înlocuieşte cu rezistenţa R_C conectată între colector şi +E_C, se vede că prin mărirea tensiunii U_BE se poate ajunge ca la un moment dat curentul Ic să crească la o valoare încât toată tensiunea de alimentare să cadă pe Rc. Se va produce astfel o limitare a curentului de colector la valoarea:

unde tensiunea U_CE este foarte aproape de zero şi marchează frontiera dintre regimul activ normal şi regimul de saturaţie. Până la atingerea valorii Ics printr-un curent IBS, la un tranzistor în regim activ normal se poate considera practic:



Mărirea curentului de bază peste valoarea I_BS nu va mai produce o mărire proporţională a curentului de colector, el rămânând la valoarea I_CS care nu poate fi depăşită fiind limitată de circuitul extern. Curentul de emitor însă va creşte în continuare cu diferenţa dintre curentul de bază existent şi valoarea I_BS.

Cu alte cuvinte un curent de saturaţie I_CS printr-un tranzistor a cărui valoare depinde de mărimile exterioare R_C şi E_C poate fi obţinut dacă în bază se injectează un curent minim I_BS. Tensiunea colector-emitor obţinută se numeşte tensiune de saturaţie - U_CEsat.

4. Regimul dinamic al tranzistoarelor bipolare

Tranzistorul ca element de circuit poate fi considerat ca un cuadripol activ (fig.5). Întrucât are numai trei electrozi, unul va fi comun intrării şi ieşirii. Acest electrod sau terminal va servi ca punct de referinţă al tensiunilor şi este considerat la potenţial zero (masă).
La funcţionarea în regim dinamic curenţii şi tensiunile pe contactele tranzistorului sunt mărimi variabile în timp.

În funcţie de terminalul comun ales, există trei moduri fundamentale de conectare: cu baza comună (BC), cu emitor comun (EC) şi cu colector comun (CC) (fig.6).


 

a). Circuitul cu bază comună (BC) se caracterizează prin aceea că semnalul este aplicat între bază şi emitor iar rezistenţa de sarcină R_C este montată între colector şi bază (din punct de vedere al c.a. sursele E_B şi E₀ se prezintă în s.c).

Datorită valorii mari a curentului de intrare care este curentul de emitor, amplificarea în curent este apropriată de unitate şi impedanţa de intrare este redusă la zeci sau sute de ohmi. Acest lucru constituie un dezavantaj în cazul montajelor cu mai multe etaje de amplificare unde impedanţa de intrare mică amortizează impedanţa de ieşire a etajului precedent, lucru ce impune utilizarea unor circuite de adaptare complicate. Cu toate acestea montajul BC este larg utilizat în amplificatoarele de înaltă frecvenţă fiind preferat montajului EC unde capacitatea de reacţie colector-bază proprie tranzistoarelor poate produce autooscilarea etajului. În conexiunea BC, această capacitate apare numai în circuitul de ieşire.

Impedanţa de ieşire este mare, de ordinul sutelor de kOhmi sau MOhmi. Amplificarea de tensiune este de asemenea mare, iar în cazul particular când în colector şi emitor există rezistenţele R_C şi R_E este egală (pentru frecvenţe joase) aproximativ cu raportul lor: R_C/R_E.

Faza semnalului de ieşire este identică cu a semnalului de intrare. Acesta se poate explica în modul cel mai simplu astfel: dacă tensiunea de intrare tinde să crească, va creşte deci potenţialul emitorului, lucru ce va antrena scăderea curentului de colector şi deci creşterea tensiunii de colector (adică a tensiunii de ieşire).

b). Circuitul cu colector comun (CC) este caracterizat prin faptul că semnalul de intrare se aplică între bază şi colector iar rezistenţa de sarcină R_E este conectată între emitor şi colector (din punct de vedere al ca. E_B şi E_C sunt în s.c). Dacă schema din fig.6c o redesenăm ca în fig.6d, observăm că doar o fracţiune din tensiunea de intrare U1 se aplică între bază şi emitor (U_BE). Aceasta va produce o variaţie a curenţilor I_B, I_E şi I_C. Curentul de emitor produce pe rezistenţa de sarcină R_E o tensiune de ieşire U₂ mai mică ca tensiunea de intrare (U₁= U_BE + U₂). De aceea amplificarea în tensiune este subunitară (0,09 - 0,95).

Datorită valorii mici a curentului de intrare (curentul bază), amplificarea de curent şi impedanţa de intrare sunt mari.

Impedanţa de ieşire este foarte mică. Ca valori concrete, impedanţa de intrare este de ordinul zecilor de kiloOhmi, iar impedanţa de ieşire de ordinul zecilor de ohmi. Ambele impedanţe sunt dependente de β, I_C şi R_E. Datorită acestei particularităţi a celor două impedanţe, conexiunea CC se utilizează în practică în special pentru adaptare.

Întrucât amplificarea în tensiune este aproape unitară, etajul se mai numeşte şi repetor pe emitor, el reproducând practic la ieşire semnalul de intrare ca amplitudine şi fază.

c). Circuitul cu emitor comun (EC). Semnalul de intrare se aplică între bază şi emitor iar rezistenţa de sarcină este conectată între colector şi emitor. Întrucât curentul de intrare, care este curentul de bază, are valoare mică, comparativ cu I_E, impedanţa de intrare este mai mare ca la conexiunea BC, ceea ce permite realizarea unor amplificatoare cu mai multe etaje fără măsuri speciale de adaptare. De asemenea impedanţa de ieşire este relativ mare fiind de ordinul zecilor sau sutelor de kiloohmi.

Amplificarea în tensiune, dacă se consideră în circuitul de emitor o rezistenţă R_E, este dată aproximativ, pentru frecvenţe joase, de raportul R_C/R_E, iar amplificarea în curent este factorul ß. Este montajul cel mai des utilizat în practică ca urmare a celor arătate mai sus.

Ca o observaţie importantă trebuie reţinut că semnalul amplificat în tensiune la ieşire este în antifază cu cel de la intrare. Astfel, dacă se presupune o variaţie a tensiunii de intrare (U_BE) în sens crescător, aceasta determină o creştere a curentului I_B deci si I_C, lucru ce duce la creşterea căderii de tensiune pe R_C şi în ultimă instanţă la o scădere a tensiunii de ieşire (U_CE).

În tabelul de mai jos sunt concentrate caracteristicile schemelor de bază din fig.6.


În fig.7 se prezintă un etaj amplificator în conexiune EC cu un tranzistor NPN.

Considerând că tensiunea sursei de semnal US este nulă, observăm că sursa de alimentare EC se divide pe Rc şi pe tranzistor între colector şi emitor conform relaţiei:


Această ecuaţie se poate reprezenta în planul caracteristicilor statice de ieşire (fig.4b şi fig.7b) printr-o dreaptă AB numită şi dreaptă de sarcină ale cărei capete sunt caracterizate prin:


Prin alegerea unei polarizări a bazei (EB) se poate stabili un curent I_BO a cărui caracteristică întretaie dreapta de sarcină în punctul P. Acest punct se numeşte punct de funcţionare şi în planul caracteristicilor de ieşire îi corespunde un curent de colector I_CO şi o tensiune U_CE.

Dacă însă peste polarizarea bazei se suprapune o componentă de tensiune alternativă U_S, curentul de bază variază: I_B = I_B2 - I_B1. Aceasta va determina în circuitul colectorului variaţii ale curentului de colector (A/c) şi tensiunii colector-emiior (U_CE) în jurul valorii statice I_C0, respectiv U_CE0.

Cu alte cuvinte dacă în circuitul bazei se aplică un semnal de ca., în circuitul colectorului se obţine acelaşi semnal dar amplificat şi în antifază. Amplificarea depinde de tranzistor şi de mărimile externe R_B, R_C.

Factorul de amplificare definit anterior, este un parametru care exprimă raportul I_C/I_B în c.c. sau la frecvenţe mici (cca. 1 kHz). Atunci când frecvenţa de lucru creşte, raportul dintre valoarea curentului alternativ de colector şi valoarea curentului alternativ de bază devine mai mic ca β şi în această situaţie se defineşte un nou parametru "h_21e" numit şi raport de transfer direct de curent. Acesta scade atunci când frecvenţa creşte. Frecvenţa la care el devine egal cu 1 se numeşte frecvenţă de tăiere şi se notează cu f_T.

Ca o observaţie la acest parametru, trebuie menţionat că frecvenţa de tăiere f_T în conexiune EC este inferioară conexiunii BC, unde este de β ori mai mare. Aceasta justifică utilizarea montajului BC în amplificatoare de frecvenţă înaltă.

Amplificarea de tensiune a acestui etaj se poate exprima ca şi în cazul unei pentode prin:



unde R_C este impedanţa de sarcină iar S este panta tranzistorului.

Panta este un parametru care arată cu cât variază curentul de ieşire (colector) în mA pentru 1 V variaţie a tensiunii de intrare (U_BE). Ea se exprimă în mA/V. O caracteristică comună tranzistoarelor bipolare este că panta creşte proporţional aproape liniar cu curentul şi anume cu cca. 35 mA/V pentru fiecare mA al curentului de colector. De exemplu, dacă un tranzistor are I_C = 5mA atunci S = 35 * 5 = 175 mA/V şi dacă R_C = 1K avem o amplificare de tensiune A_u = 175 * 1 = 175.



La curenţi mari, aproape de curentul maxim de colector admis, panta este mai mică şi nu mai creşte liniar cu I_C. De asemenea panta depinde de frecvenţa de lucru. Legea liniară este valabilă în general la frecvenţe joase. La frecvenţe medii şi înalte ea scade cu frecvenţa ajungând să fie de cca. 25-30% la frecvenţe apropiate de T*f_T. Acest lucru se datorează în principal faptului că timpul necesar pentru parcurgerea grosimii bazei, la frecvenţe de ordinul a (0,1-0,2)*f_T devine comparabil cu perioada frecvenţei şi curentul de colector încetează de a mai urmări prompt variaţiile instantanee ale curentului de bază. Ca efect are loc o reducere a amplificării şi apariţia unui defazaj între curentul de ieşire faţă de cel de intrare.

Poziţionarea punctului static de funcţionare "P" (fig.7b) pe dreapta de sarcină este deosebit de importantă. De ei depinde funcţionarea tranzistorului în regim liniar sau neliniar precum şi timpul cit conduce din totalul unei perioade. În fig.8 se prezintă câteva situaţii particulare de poziţionare ale punctului static utilizate în practică.

În cazul în care se doreşte o funcţionare cât mai liniară, punctul static va fi la mijlocul dreptei de sarcină în M₂. În acest caz tranzistorul va conduce toată perioada semnalului (360° sau 2π). Alternanţele tensiunii de colector sunt simetrice şi pot avea amplitudinea maximă aproape egală cu jumătate din E_C. Se spune că tranzistorul funcţionează în clasă A.

Dacă punctul static este aproape de zona de saturaţie "M₁" atunci una din alternanţe va fi limitată şi are loc o funcţionare neliniară. Alegând punctul de funcţionare "M₄" la intersecţia dreptei de sarcină cu axa U_CE se obţine o conducţie a tranzistorului de o jumătate de perioadă (180° sau π). Semnalul în colector va avea o singură alternanţă şi tranzistorul va funcţiona în clasa B. Curentul continuu consumat de la sursă este nul în absenţa semnalului şi el creşte pe măsura creşterii lui. Acest regim permite obţinerea de randamente energetice mari (până la 80%).

Dacă însă punctul de funcţionare este M₃ adică aproape de punctul de tăiere al tranzistorului, atunci este posibil ca de la un anumit nivel al semnalului de intrare, tranzistorul să conducă mai puţin de o perioadă. Tranzistorul va funcţiona în clasa AB şi consumul de curent de la sursă când nu se aplică semnal la intrare este mic. Acest mod de lucru este utilizat în amplificatoarele audio în contratimp cu mare randament pentru reducerea distorsiunilor de racordare.

Din punct de vedere practic apare uneori necesitatea ca tranzistorul să conducă mai puţin de o jumătate de perioadă. În acest caz punctul de funcţionare va fi M₅ şi tranzistorul va funcţiona în clasa C. Pentru aceasta, circuitul de intrare va avea o polarizare a bazei care va permite ca numai de la un anumit nivel al alternanţei pozitive a semnalului de intrare tranzistorul să se deschidă. Acest regim are cel mai mare randament energetic şi se utilizează în etajele de amplificare RF sau multiplicare de frecvenţă (procentul de armonici este mare datorită formei pulsului curentului de colector) din emiţătoare.

O ultimă clasă de funcţionare, este clasa D. În acest caz tranzistorul lucrează în regim de comutaţie, blocare � saturaţie. Puterea disipată de tranzistor în cele două stări este minimă şi se pot obţine amplificări foarte mari cu randamente deosebit de ridicate. Dezavantajul este că partea de intrare este complicată.

5. Polarizarea tranzistoarelor

În cele prezentate mai sus s-a considerat că joncţiunile EC şi BC au fost polarizate cu două surse separate E_B şi E_C. Acest lucru creează din punct de vedere practic multe dificultăţi. De aceea cel mai răspândit mod de polarizare este acela care utilizează o sursă comună de alimentare - după cum se prezintă în fig.9 pentru un tranzistor NPN în conexiune EC şi regim de amplificare clasă A.


Sursa E_C furnizează atât curentul de colector cât şi curentul de bază necesar poziţionării punctului static de funcţionare pe dreapta de sarcină în zona dorită (fig.9a). Marele dezavantaj al acestei scheme este că datorită dispersiei mari a parametrilor tranzistorului (IB, β) pe de o parte, iar pe de altă parte datorită variaţiei lor cu temperatura, punctul static de funcţionare nu poate fi controlat în practică.

Schema din figura 9b înlătură dispersia curentului de bază şi deci a lui ß, prin montarea unui divizor de polarizare RB1, RB2 prin care se stabileşte un curent de circa (10-20)*I_B. Astfel că tensiunea bazei este practic stabilizată. Fără a avea pretenţia că nu există excepţii, pentru circuitul din fig.9b (care este cel mai des întâlnit) se pot considera drept uzuale următoarele domenii pentru rezistenţele circuitului, dacă tranzistorul este de mică putere:

Rezistenţa de emitor R_E care introduce o reacţie negativă, are un mare rol în îmbunătăţirea parametrilor schemei din punct de vedere al temperaturii. Astfel, datorită creşterii temperaturii, curenţii I_C şi I_E au tendinţa să crească. Va creşte şi potenţialul emitorului faţă de masă şi cum baza este menţinută la o tensiune constantă datorită divizorului R_B1 şi R_B2, va rezulta o diminuare a tensiunii UBE si deci a curenţilor IC, IE. Dezavantajul acestei scheme este că datorită valorilor relativ mici ale rezistenţelor R_B1 şi R_B2 are loc un proces de reducere a impedanţei de intrare a etajului care în special în amplificatoarele cu mai multe etaje este supărător. Pentru înlăturarea acestui inconvenient, se poate utiliza pentru polarizarea bazei o conexiune "boostrap" care păstrează şi avantajele schemei precedente datorită existenţei divizorului de bază (fig.9c).

Întrucât în conexiunea EC semnalul pe emitor este în fază cu cel din bază, prin condensatorul C se aplică o reacţie pozitivă la intrare (deci o mărire a semnalului in bază) care se traduce prin mărirea impedanţei din intrare.

6. Tranzistorul în regim de comutaţie

Anterior s-au descris regimurile de funcţionare în starea de blocare şi de saturaţie (pct.3). Prin regim de comutaţie al unui tranzistor se înţelege un regim dinamic în care tranzistorul funcţionează alternativ, saturat-blocat.

În fig.10 se prezintă schema unui comutator în conexiune E_C cu un tranzistor NPN, precum şi pulsurile de curent cu timpii corespunzători. Blocarea tranzistorului este caracterizată pe dreapta de sarcină de punctul de funcţionare A unde I_C este zero iar U_CE = E_C. De asemenea, saturaţiei tranzistorului ii corespunde un punct de funcţionare B, care se obţine prin injectarea unui curent minim de bază I_BSmin.

În colector se obţine un curent I_CS=β*I_BSmin. În practică însă, pentru garantarea saturării tranzistorului se aplică un curent I_BS > I_BSmin. Curentul de colector nu mai poate creşte si atunci I_CS < β* I_BS.

Tensiunea de colector în acest caz va fi foarte mică: U_CEsat=(0,1..0,5)V. Considerăm că până la momentul t₀ tranzistorul este blocat de valoarea negativă U₁ a semnalului de intrare (U_i) aplicat pe bază. La acest timp, are loc un salt al tensiunii de intrare de la valoarea U₁ la valoarea pozitivă U₂, urmărit promt de saltul curentului de bază de la zero la I_B1> I_BSmin.

[adv_2] Datorită faptului că purtătorilor de sarcini (electroni) injectaţi rapid de emitor în bază le trebuie un timp ca să ajungă în colector, curentul I_C se va menţine la zero un timp de întârziere  t_t  după care începe să crească Ia valoarea staţionară I_CS.

Timpul în care curentul creşte de la zero la 0,9 din valoarea sa finală se numeşte timp de ridicare sau de creştere - t_r. Rezultă deci că de la momentul t₀ când s-a aplicat comanda de comutaţie în saturaţie, până la momentul când curentul de colector a atins 0,9 din valoarea maximă a trecut un timp numit "timp de comutaţie directă":



Dacă însă la momentul t₃, semnalul de intrare scade brusc de la valoarea U₂ pozitiv la U₁ negativ, curentul de bază va tinde şi el să scadă brusc de la I_B1 la I_B2 schimbându-şi sensul datorită faptului că in regiunea bazei se găsesc purtători de sarcină în număr mare. Rezistenţa R_B are rol de a limita curentul de bază la valoarea I_B2 şi a proteja astfel joncţiunea BE. Surplusul de sarcină electrică din zona bazei va face ca I_CS să se mai menţină un timp " t_S " după care acesta începe să scadă. În acest timp are loc evacuarea sarcinii stocate în bază de unde şi denumirea de timp de stocare.

La momentul t₄ are loc ieşirea din saturaţie a tranzistorului şi punctul de funcţionare se va deplasa din B în A într-un timp t_C. În acest interval de timp sarcina din bază continuă să se evacueze până la anularea ei aproape completă. Timpul t_C se numeşte timp de cădere şi este definit ca timpul în care curentul de colector scade de la valoarea I_CS la 0,1*I_CS.

Prin "timp de comutaţie inversă" se înţelege intervalul de timp din momentul aplicării comenzii de blocare până în momentul în care curentul de colector scade la 0,1 din valoarea sa maximă şi este:



Observaţie: În cataloagele diverşilor producători se mai întâlnesc pentru unii timpi de mai sus şi următoarele notaţii cu semnificaţia: t_d = t_i; t_f = t_c.

Din punct de vedere practic este de dorit ca U_CEsat cât mai mică, deoarece valoarea mare a curentului I_CS ce trece prin tranzistor va produce o disipaţie de putere mare. Pentru aceasta curentul I_B va trebui mărit considerabil faţă de I_BSmin. Creşterea însă nu va trebui să fie exagerată, întrucât timpul de stocare va creşte şi în felul acesta se înrăutăţesc proprietăţile de comutaţie ale tranzistorului.

Cazul tipic de funcţionare în acest regim îl reprezintă etajul final de BO din televizoare.

7. Parametrii limită ai tranzistoarelor

În filele de catalog puse la dispoziţia beneficiarilor de producătorii de tranzistoare se specifică o serie de parametri care nu trebuie depăşiţi, după cum urmează:

• Temperatura maximă a joncţiunii. Ea depinde de natura materialului semiconductor. Pentru tranzistoarele cu Si avem T_jmax = 125-175°C, iar pentru cele cu Ge, T_jmax= 80-100°C. Acest lucru se asigură de regulă prin alegerea unor regimuri de curenţi şi tensiuni judicioase iar acolo unde este cazul prin măsuri speciale de răcire. Trebuie menţionat că limita inferioară de funcţionare pentru toate tipurile de tranzistoare este T_jmin = 65°C.
• Curentul de colector maxim al unui tip de tranzistor depinde de o serie de factori din care menţionăm valoarea puterii disipate în regim de saturaţie, pragul până la care se admite scăderea factorului de amplificare în curent. Acest curent corespunde regimului permanent şi se notează în catalog cu I_Q. Se mai defineşte un curent maxim de vârf "I_CM" care poate fi atins numai în regim de impulsuri cu o durată maximă bine stabilită. Acesta este limitat de existenţa neregularităţilor formelor plane ale joncţiunilor unde în anumite zone pot apărea densităţi mari de curent care produc o încălzire periculoasă şi deci distrugerea tranzistorului.
• Curentul maxim de bază admis în regim permanent se notează cu I_B, iar în regim de impulsuri I_BM.
• Tensiunea inversă emitor-bază, reprezintă tensiunea maximă admisibilă care poate fi aplicată joncţiunii EB în sens de blocare. Importanţa acestui parametru a fost explicată în detaliu, la pct.3. în cataloage este notată cu U_EB0. Indicele 0 arată că ea este determinată pentru situaţia cu colectorul în gol (I_C = 0).
• Tensiunea maximă de colector depinde de modul de conectare al tranzistorului. Astfel în cataloage se specifică următoarele tensiuni:

• U_CB0 este tensiunea inversă aplicată joncţiunii colector-bază când emitorul este deschis sau în gol (I_E = 0). Întrucât joncţiunea emitor-bază este inertă, tranzistorul se comportă ce o diodă polarizată invers. Este cea mai mare tensiune pe care o poate suporta tranzistorul.
• U_CEX reprezintă tensiunea colector-emitor cu joncţiunea EB blocată de o tensiune inversă faţă de situaţia normală când este deschisă. Este mai mică ca U_CB0.
• U_CES este tensiunea colector-emitor când joncţiunea EB este scurtcircuitată din exterior. întrucât această joncţiune va fi puţin activată, tensiunea U_CES este ceva mai mică ca U_CEX;
• U_CER reprezintă tensiunea colector-emitor când între emitor şi bază se găseşte conectată o rezistenţă. Este şi mai mică ca U_CES şi U_CEX.
• U_CEO reprezintă tensiunea colector-emitor cu baza în gol (I_B = 0). Este de regulă cea mai mică tensiune.

Trebuie făcută observaţia că aceste tensiuni, determină o polarizare inversă a joncţiunii colector-bază, iar joncţiunea bază-emitor poate fi în situaţiile menţionate. Tensiunilor inverse prezentate le corespund curenţii inverşi (reziduali): I_CB0, I_CE0, I_CER, I_CES şi I_CEX. Cel mai mare curent rezidual este I_CE0=3*I_CB0. Acesta se dublează la creşterea temperaturii cu cca. 70⁰C. Aceşti curenţi sunt curenţii inverşi limită care nu trebuie depăşiţi, în fig.11 este prezentată comportarea tranzistoarelor la tensiuni mari.

Tensiunile inverse maxime pe care un tranzistor le poate suporta sunt în zona unde începe un proces de avalanşă numit prima străpungere. Acest regim nu devine periculos atât timp cât aceste tensiuni împreună cu curenţii reziduali corespunzători rămân în interiorul parabolei care reprezintă puterea disipată maximă (fig.11a). Curenţii inverşi maximi sunt cu atât mai mici cu cât tensiunile cresc. În cazul depăşirii acestor tensiuni datorită atingerii pragului de avalanşă Up procesul de multiplicare nu mai poate fi controlat şi tranzistorul intră rapid în străpungere secundară manifestat prin micşorarea căderii de tensiune între colector şi emitor şi creşterea curentului (fig.11b).

Puterea disipată maximă reprezintă teoretic puterea disipată pe cele două joncţiuni:



întrucât în regim activ normal UBE << UCB, putem practic considera:



în planul caracteristicilor de ieşire, ecuaţia (14) reprezintă o parabolă care împreună cu curentul de colector maxim şi tensiunea colector-emitor maximă delimitează zona admisă de funcţionare (fig.12).

Puterea disipată maximă se mai notează în cataloage şi cu P_M. În cazul tranzistoarelor de putere, disipaţia este asigurată prin montarea de radiatoare al căror calcul ţine seama de temperatura joncţiunii capsulei şi mediului ambiant precum şi de rezistenţele termice care intervin între joncţiune şi mediul ambiant.

8. Aplicaţie

Se dă circuitul din fig.13, alimentat cu E_C=18Vcc şi care foloseşte un tranzistor tip BC109B având β=300 şi I_CB0 neglijabil. Ştiind că tranzistorul trebuie să lucreze în punctul static I_C=3mA, U_CE=8V, U_BE=0,6V, se cer valorile rezistenţelor R₁, R₂, R₃ şi R₄.

Soluţie

Se scriu următoarele ecuaţii caracteristice rezultate în urma aplicării teoremei lui Kirchhoff în fig.13:



Deoarece β=300 putem scrie:



Deoarece α≈1 putem scrie:



Totodată,



Sistemul (15) fiind de două ecuaţii cu patru necunoscute, se aleg: R₄=1 kOhmi şi R₂=10 kOhmi, conform domeniilor indicate în tabelul 2.

Din prima ecuaţie a sistemului (15) rezultă:



Care se rotunjeşte la standardul cel mai apropiat, din clasa de toleranţă 10%, adica R₃=2,2kΩ.
Din a doua ecuaţie a sistemului (15) se scrie:



Se va adopta o valoare standardizată de R₃=39kΩ.

OBS. Având cunoscute rezistenţele R₁ şi R₂, se poate calcula tensiunea E_B cu ajutorul relaţiei divizorului de tensiune: E_B=E_C(R₂/(R₁+R₂)).

9. Reglajul punctului static la valoarea dorită

Dacă se realizează experimental circuitul calculat în aplicaţia precedentă şi se măsoară punctul static de funcţionare, se vor constata abateri faţă de valorile impuse iniţial. Acestea se datoresc următoarelor cauze:

• circuitul nu se poate realiza cu valorile calculate ale rezistenţelor, ci cu valorile standardizate ale acestora, care diferă puţin de primele. Mai mult, rezistenţele ce aparţin clasei de toleranţe 10% de exemplu, au valorile reale diferite de valoarea standard înscrisă pe ele cu ±10%;
• parametru ß poate avea o dispersie în jurul valorii nominale de -50% până la +100%, pentru acelaşi tip de transistor, un caz foarte des întâlnit practic;
• punctul static de funcţionare variază cu temperatura şi este foarte probabil ca temperatura tranzistorului să difere de cea dată în catalog drept referinţă.

De aceea, pentru a aduce punctul static de funcţionare la valoarea dorită, se pot efectua următoarele reglaje (a se vedea circuitul din fig.13):
a). Pentru modificarea numai a tensiunii U_CE, se ţine cont de explicarea funcţionării fizice a tranzistorului, care aşa cum s-a arătat, poate fi considerat un generator de curent constant între emitor şi colector. Prin urmare, modificând rezistenţa R₃, se modifică căderea de tensiune pe ea, diferenţa până la valoarea (E_C-R₄·I_E) fiind preluată de U_CE (vezi prima ecuaţie din sistemul (15)). Deci mărind R₃, scade U_CE şi invers, cu precauţia de a nu mări exagerat de mult pe R₃, ceea ce ar duce la ieşirea tranzistorului din regiunea activă normală a caracteristicilor. De subliniat că la acest reglaj curentul de colector rămâne constant.

b). Pentru a modifica curentul de colector, se poate acţiona fie modificând pe R₄, fie divizorul R₁, R₂ din bază. De obicei se preferă ultima variantă şi anume: dacă se măreşte rezistenţa R1, potenţialul pozitiv adus prin divizorul R₁, R₂ pe baza tranzistorului scade, joncţiunea emitor-bază este mai slab polarizată şi deci curentul de colector scade (la limită, dacă R1 → ∞ baza are potenţialul masei şi I_C=0). Evident, dacă R1 se micşorează, curentul de colector va creşte. Similar, dacă R₂ se micşorează, fracţiunea din +E_C care se aduce pe bază scade şi curentul de colector va scădea şi el (la limită, dacă R₂=0, baza capătă potenţialul masei şi I_C=0). Invers, dacă R₂ se măreşte, curentul de colector creşte.

Se observă că odată cu modificarea curentului de colector se modifică şi căderea de tensiune pe rezistenţele R₃, R₄, ceea ce atrage după sine modificarea tensiunii colector-emitor şi anume creşterii lui I_C îi corespunde scăderea lui U_CE şi viceversa.

10. Variaţia punctului static de funcţionare cu temperatura

La oricare din circuitele polarizate (fig.6), la o mărire a temperaturii, curentul de colector tinde să crească, ceea ce atrage după sine scăderea tensiunii U_CE.
Creşterea curentului de colector se datorează următoarelor cauze:

• La ridicarea temperaturii, curentul rezidual al joncţiunii colector bază creşte puternic, contribuind astfel la mărirea curentului de colector
• Pentru o joncţiune polarizată direct, străbătută de curent constant, dacă temperatura creşte, tensiunea la bornele ei scade. Prin urmare, în cazul tranzistorului ridicarea temperaturii va conduce la scăderea tensiunii bază-emitor, pentru curent de emitor constant. Rezultă că dacă circuitul de polarizare menţine UBE constant, are loc o mărire a curentului prin tranzistor, deci şi a curentului de colector.
• Experimental se constantă o creştere a factorului de amplificare în curent odată cu temperatura. Aşadar, dacă circuitul de polarizare asigură o injecţie constantă de curent în bază, va rezultă odată cu creşterea temperaturii o mărire a curentului de colector.

În concluzie, curentul de colector este funcţie de temperatură prin intermediul lui I_CB0, U_BE şi ß.

11. Metode de stabilizare a variaţiilor punctului static de funcţionare

Problema stabilizării punctului static de funcţionare în raport cu temperatura este una din problemele critice care apar la dispozitivele semiconductoare. Prin variaţia temperaturii nu trebuie să se înţeleagă doar variaţia temperaturii mediului ambiant (deşi şi aceasta este importantă), dar şi încălzirea tranzistorului atunci când este străbătut de curent electric (prin simpla punere sub tensiune a circuitului). Aşadar, prin variaţia temperaturii se înţelege variaţia temperaturii joncţiunilor, care poate avea cauze multiple.

Metodele utilizate pentru stabilizare sunt de două feluri:

• Metode liniare de stabilizare. Aceste metode constau în introducerea unor rezistenţe convenabile (ca mărime şi poziţie) în circuitul de polarizare (fig.14a). Astfel, se poate constata experimental (şi verifica prin calcul) că în general, introducerea unei rezistenţe în emitorul tranzistorului are un efect favorabil, cu atât mai pronunţat cu cât valoarea rezistenţei este mai ridicată.
• Metode neliniare de stabilizare. Aceste metode constau în introducerea unor elemente neliniare (de exemplu diodă, termistor, diodă Zener) în circuitul de polarizare (fig14b şi c). Se urmăreşte ca, prin variaţia cu temperatura a unui parametru caracteristic elementului neliniar, să se compenseze tendinţa de variaţie a curentului de colector.

Pentru exemplificare, să privim circuitul din figura 14b, unde dioda D este confecţionată din acelaşi material ca tranzistorul şi are curentul rezidual I0. Mecanismul compensării este următorul: la o creştere a temperaturii ambiante, tendinţa iniţială a curentului de colector este să crească. În acelaşi timp se măreşte curentul rezidual al diodei, creşte deci şi căderea de tensiune pe rezistenţa R₁, ceea ce face ca potenţialul bazei să scadă, iar curentul de colector să aibă o tendinţă de scădere. Aceasta compensează tendinţa iniţială de creştere a lui I_C.
Pentru a alege corect dioda va trebui să scriem ecuaţia:



din care se scoate valoarea lui I0.

Alt circuit des întâlnit este cel desenat în fig.14c, în care rezistenţa R₂ este un termistor. Circuitul acţionează în felul următor: se presupune o ridicare a temperaturii ambiante. Acesta atrage după sine creşterea curentului de colector; totodată valoarea rezistenţei R₂ scade, deci se micşorează potenţialul continuu adus pe baza tranzistorului prin divizorul R₁ şi R₂. În consecinţă apare o tendinţă de scădere a curentului de colector care compensează tendinţa iniţială.

Totuşi, pentru a le face sensibile şi la variaţia temperaturii joncţiunii, circuitele de compensare discutate se prevăd cu un cuplaj termic cât mai strâns între transistor şi diodă, respectiv termistor. Astfel, în cazul trazistoarelor de putere aşezate pe radiator se poate monta dispozitivul neliniar în corpul unui şurub care apoi se înşurubează în radiator cât mai aproape de tranzistor.



12. Tipuri si familii de tranzistoare

Pentru identificarea diferitelor tipuri de tranzistoare se folosesc diverse coduri. De exemplu, în codul european prima literă semnifică natura materialului semiconductor: A = germaniu, B = siliciu. C = galiu-arsen, D = indiu-anti-moniu. A doua literă arată domeniul de aplicare: C = tranzistor de semnale mici si joasă frecvenţă; D = tranzistor de putere şi joasă frecvenţă; F = tranzistor de înaltă frecvenţă; L - tranzistor de putere şi înaltă frecvenţă; S = tranzistor de comutaţie; U = tranzistor de putere pentru comutaţie. În codul american tranzistoarele sunt desemnate prin indicativul 2N. Cifrele de la urmă indică tipul respectiv de tranzistor.



În stadiul actual de dezvoltare al electronicii materialul de bază este siliciu care este mai puţin afectat de temperatură. Acesta permite obţinerea de tranzistoare într-o gamă largă de puteri şi frecvenţe. De asemenea constituie elementul principal al circuitelor integrate.

În anumite circuite electronice este necesar sortarea trazistoarelor bipolare. În general, criiteriile de sortare se referă la abatarea parametrului ß (factorul de amplificare în curent) faţă de o valoare ß luată ca referinţă în aplicaţia respectivă. Abaterea poate fi pozitivă sau negativă şi se exprimă în procente. Cu cât criiteriile de selecţie sunt mai riguroase cu atât mai mult există şansa obţinerii unui circuit mai scump, deoarece este necesar achiziţia şi sortarea mai multor tranzistoare. În aplicaţiile mai pretenţioase, tranzistoarele nu se sortează nu numai după factorul ß, ci şi după alţi factori, ca de exemplu: factorul de zgomot. Factorul de zgomot este definit ca un cât între raportul semnal/zgomot la ieşirea tranzistorului şi acelaşi raport dar referit la intrare. Valoarea redusă a acestui parametru (tipic 2 dB) recomandă folosirea acestor tranzistoare în etajele de intrare ale amplificatoarelor de AF.

În continuare se vor prezenta principalele tipuri şi familii de tranzistoare cu Si utilizate în aparatura electronică de larg consum.

a). Tranzistoare cu Si de AF şi comutaţie, de mică putere. Familia tranzistoarelor NPN în capsulă metalică TQ-18, cuprinde ca tipuri reprezentative: BC 107, 108, 109. Tipurile complementare PNP în aceeaşi capsulă sunt: BC 177, 178, 179. Prin utilizarea capsulelor de plastic impermeabile, tehnologia a devenit mai productivă şi mai ieftină cu 20-40%. Din clasa tranzistoarelor de mică putere în capsulă de plastic fac parte: BC173, BC174, BC546, BC556, BC550, BC560, BC639, BC640 etc.

b). Tranzistoare cu Si de putere medie
Cea mai uzuală familie este BD 135, 137, 139 (NPN) împreună cu cornplementarea ei BD 136, 138-140 (PNP). Acestea sînt in general utilizate in etaje finale cu puteri de pînă la 3 -4 W. Puterea disipată maximă este de cea 12W la o temperatură a capsulei de 25°C iar curentul de colector maxim de IA. în practică însă nu se utilizează la curenţi mai mari de 0,5 A întrucît (3 scade foarte mult peste această valoare. Pentru amplificări la curenţi de ordinul 0,5-1A se utilizează alte familii: BD 233-235-237 (NPN) si BD 234-236-238 (PNP). Puterea disipată maximă este de 25W, iar curentul de colector maxim de 2A. Capsula este din plastic tip SOT 32 sau TO-126 având colectorul scos la suprafaţă pentru a permite un contact direct eu radiatorul în vederea unei bune răciri.

c). Tranzistoare cu Si NPN pentru etajele finale video
Aceste tranzistoare au sarcina în televizoare de a amplifica semnalul video complex de la un nivel de 3-4 Vvv până la o amplitudine de 90-100 Vv cât îi este necesar unui cinescop modern. Întrucât spectrul unui semnal video de luminanţă se întinde de la 0 la 5 MHz amplificarea în conexiune EC trebuie să fie uniformă în bandă (20-35 ori). Rezultă că frecvenţa de tăiere trebuie să fie mare (fT > 50 MHz). Pentru obţinerea nivelului de ieşire dorit, tensiunea de alimentare a etajului este mare şi de aceea UCE0 este cuprinsă între 100 şi 300 V. Rezistenţele de sarcină uzuale de 3-5 kOhmi vor determina un curent mediu de 10- 30 mA ceea ce implică, din motive de fiabilitate, curenţi de colector maximi între 50 şi 100 mA. De asemenea pentru o funcţionare stabilă la frecvenţe înalte în conexiune ??, trebuie ca capacitatea de reacţie (CCB) să fie mică (1-6 pF).

d). Tranzistoare cu Si de RF şi FI-MA-MF
Aceste tranzistoare echipează blocurile de înaltă frecvenţă ale radioreceptoarelor, amplificatoarele de FI-MA-MF, precum şi AFI-sunet din televizoare. De asemenea unele tipuri (BF214) pot fi utilizate ca oscilator în selectoarele de canale FIF. Parametrii limită sunt de ordinul: Pmax = 120-300 mW; I_C = 15-30 mA; U_CE0 = 20-25 V. Pentru a lucra însă într-o zonă de frecvenţă de la 0,15 la cea 20 MHz aceste tranzistoare prezintă o frecvenţă de tăiere ridicată (200-300 MHz) şi o capacitate colector-bază mică (0,5-lpF).

e). Tranzistoare cu Si pentru AFI � video-sunet TV.
Domeniul ridicat de frecvenţă (30-40 MHz) în care trebuie să lucreze acest tranzistoare implică pe de o parte, frecvenţe de tăiere mari de ordinul a 400-600 MHz, iar pe de altă parte capacităţi de reacţie CCB reduse la jumătate faţă de tipurile anterioare. Sunt utilizate de regula în conexiune ?? fără neutrodinare şi în regim de amplificare reglabilă (RAA) sau nereglabilă.

Reducerea capacităţii de reacţie colector-bază se realizează printr-un ecran integrat în cursul fabricaţiei între insula de folie metalică care este contactul bazei şi zona colectorului. Ecranul, fiind conectat la emitor efectul capacităţii parazite este mult diminuat. Deoarece ecranul este un strat P realizat în materialul de bază N al colectorului, apare o joncţiune PN care se comportă ca o diodă conectată între emitor şi colector. De aceea în măsurătorile curente cu ohmetrul aceste tranzistoare între colector şi emitor prezintă caracterul unei diode şi nu stare de blocare în ambele sensuri.

Familiile reprezentative sunt BF 167-173 în capsulă metalică TO-72 şi BF 198-199 în capsulă de plastic asemănătoare tranzistoarelor BC. Tipurile BF 199 şi BF 173 sunt folosite în regim de amplificare fixă, iar tipurile BF 167, BF 198 în regim reglabil (RAA) de amplificare. Reglajul poate fi făcut în tensiune sau în curent.

f). Tranzistoare cu Si pentru domeniile FIF - UIF
Aceste tranzistoare echipează selectoarele de canale TV în vederea recepţionării benzilor FIF (50-230 MHz) şi UIF (470-860 MHz). Datorită frecvenţelor mari de lucru, frecvenţa de tăiere este mare, capacitatea de reacţie mică şi factorul de zgomot mic. În prima etapă de introducere a tranzistoarelor cu Si în selectoarele de canale s-au utilizat tranzistoare NPN. Familia reprezentativă este formată din tipuri BF 180-181-200, care rezultă din aceeaşi tehnologie, trierea făcându-se după factorul de zgomot F.

g). Tranzistoare cu Si de putere pentru AF
Aceste tranzistoare se utilizează în amplificatoare AF cu puteri de ieşire de ordinul zecilor de W, regulatoare sau surse de tensiune. Cea mai uzuală familie este 2N3055, unde sortarea se face luând drept criterii tensiunea U_CE0 şi ß la un curent de colector specificat. Tranzistorul tipic al acestei familii se caracterizează prin: U_CE0 = 60 V. I_C = 15A şi P_M = 117 W. Cifra de 117 W pentru puterea maximă disipată este valabilă pentru condiţii ideale de răcire, adică tranzistorul se consideră montat pe un radiator infinit astfel ca temperatura capsulei să nu depăşească 25°C.

h). Tranzistoare cu Si pentru baleiaj orizontal
Funcţionarea etajului final de BO din televizoare în regim de impulsuri impune pentru tranzistoarele utilizate, tensiuni şi curenţi mari de lucru, frecvenţă şi viteză de comutaţie ridicată precum şi tensiuni de saturaţie mici. Deoarece funcţionarea unui etaj final de BO presupune existenţa unui comutator bipolar, la unele tipuri de tranzistoare se montează intern o diodă rapidă în contrasens cu curentul de colector. Această diodă se numeşte diodă de recuperare paralel.

Bibliografie

• [1] - Schett Z. ş.a. - "Semiconductoare şi aplicaţii" - Editura Facla, Timişoara, 1981
• [2] - Găzdaru C., Constantinescu C., - "Îndrumar pentru electronişti vol.I" - Editura Teh., Bucureşti, 1986
• [3] - Vasilescu G., Lungu Ş. - "Electronică" - Editura Didactică şi Pedagocică, Bucureşti, 1981