Jump to content
  • Sign in to follow this  

    Transformatorul electric de mica putere - aspecte practice și teoretice


    donpetru

    1. GENERALITĂŢI

    Transformatorul electric este un ansamblu de două sau mai multe bobine cuplate inductiv foarte strâns (coeficient de cuplaj k ≈1), între care se poate realiza, în curent alternativ, un transfer de putere cu randament apropiat de unitate. Bobina la bornele căreia se aplică sursa de alimentare se numeşte înfăşurare primară, iar celelalte la care se conectează diferiţi consumatori se numesc înfăşurări secundare. Pentru obţinerea cuplajului magnetic foarte strâns înfăşurările transformatorului sânt bobinate, de obicei, pe un miez magnetic, care are rolul de a concentra liniile de câmp datorită unei mari permeabilităţi magnetice.

    Miezul magnetic poate fi deschis, când circuitul magnetic se închide prin aer, figura 1a sau închis, când circuitul magnetic se închide aproape în totalitate.

    Imagine postată

    Campul magnetic al bobinei se dispersează în întreg spaţiul înconjurător, iar în al doilea caz el este concentrat, aproape în totalitate, în interiorul miezului magnetic. Această proprietate a materialelor magnetice este cu atât mai pronunţată cu cât permeabilitatea magnetică relativă μr este mai mare.

    Notă: μr=μ/μ0, unde μ este permeabilitatea absolută a materialului respectiv iar μ0 = 4π*10-7 H/m este permeabilitatea absolută a vidului sau, cu o aproximaţie foarte bună, a aerului.

    Cuplajul magnetic strâns, în cazul a două sau mai multe bobine, se poate obţine constructiv, fie prin bobinarea înfăşurărilor pe un acelaşi miez mag¬netic închis (fig. 1b, 1c), fie prin bobinarea simultană a lor, într-un singur strat, pe o aceeaşi carcasă, cu sau fără miez magnetic, astfel încât bobinele să se suprapună aproape perfect (fig.2).

    Prima modalitate este aplicabilă pentru realizarea transformatoarelor destinate oricărui domeniu de frecvenţă deşi la frecvenţe mari apar unele limitări datorită scăderii permeabilităţii magnetice μr, precum şi creşterii pierderilor de putere în miezul magnetic.

    A doua modalitate este aplicabilă, practic, numai la frecvenţe foarte mari (peste 1 MHz) unde, datorită numărului mic de spire necesar, bobina primară şi bobinele secundare pot fi bobinate simultan pe un singur strat, fără a obţine un gabarit exagerat de mare. De obicei acest tip de transformatoare, pentru frecvenţe foarte înalte, au un singur secundar şi în acest caz se numesc transformatoare bifilare (fig. 2). Ele pot fi cilindrice sau toroidale.

    Transformatorul bifilar cilindric (fig. 2a şi 2b) are avantajul că se bobinează simplu, dar are dezavantajul că fluxul său magnetic se dispersează în tot spaţiul ânconjurător şi poate provoca perturbaţii mari în circuitele vecine. Pentru a evita această situaţie se recurge la ecranarea magnetică a transformatorului, ecranare care la frecvenţe mari se realizează uşor prin închiderea transformatorului într-o carcasă din tablă de cupru, aluminiu sau fier.

    Transformatorul bifilar toroidal (fig. 2c) are dezavantajul că se bobinează mai greu, dar are avantajul esenţial că nu produce flux magnetic în exteriorul său. Cu toate acestea şi el se ecranează magnetic pentru a fi ferit de influenţa unor câmpuri magnetice străine.

    Se consideră bobina cu miez magnetic închis din figura 1b sau 1c. Fluxul magnetic ф creat de această bobină poate fi descompus în două componente: o componentă фm care se închide prin miez şi o componentă фS care se închide prin aer şi pe care o vom denumi flux de scăpări sau de dispersie.

    Imagine postată

    Fluxul de scăpări este cu atât mai redus cu cât permeabilitatea magnetică relativă a miezului, μr, este mai mare. Pentru μr → ∞ fluxul фs va tinde la zero. Raportul dintre фS şi ф se numeşte coeficient de scăpări al bobinei L faţă de miez şi se notează cu σm:

    Imagine postată

    În mod uzual bobinele cu miez magnetic închis au un coeficient de scăpări faţă de miez de cca. 1�5%.

    Coeficientul de scăpări este o constantă adimensională ce depinde numai de geometria bobinei şi de geometria şi permeabilitatea magnetică a miezului. Astfel miezul din figura 1c, unde bobina se realizează pe coloana centrală, determină un coeficient de scăpări mai mic decât miezul din figura 1b datorită existenţei celor două coloane laterale, care constituie o cale de sunt pentru câmpul magnetic. Acest tip de miez (fig. 1c) se numeşte miez în manta.

    Vom considera în continuare, două bobine plasate arbitrar în spaţiu (fig. 3a). Fluxul magnetic ф creat de fiecare bobină poate fi des¬compus în două componente: o componentă utilă фu care străbate cealaltă bobină şi o componentă pe care o vom denumi de dispersie sau de scăpări, фS, care nu străbate cealaltă bobină. Notând cu ф1 şi ф2 fluxurile proprii create de cele două bobine se poate scrie:

    Imagine postată

    unde:

    • фu1 este acea parte din fluxul ф1 care străbate bobina 2;
    • фu2 este acea parte din fluxul ф2, care străbate bobina 1;
    • фs1 este fluxul de dispersie al bobinei 1 faţă de 2 ;
    • фs2 este fluxul de dispersie al bobinei 2 faţă de 1.

    Se definesc coeficienţii de scăpări sau de dispersie ai unei bobine faţă de cealaltă bobină, astfel:

    Imagine postată

    de unde rezultă:

    Imagine postată

    Având în vedere definiţia coeficientului de cuplaj:

    Imagine postată

    unde Mmax este valoarea maxim posibilă a inductivităţii mutuale. Sensul fizic al coeficientului de cuplaj este acela că acesta include în structura sa atât cuplajul dinspre primar spre secundar (k12) cât şi cel invers, dinspre secundar spre primar (k21).

    Rezultă:

    Imagine postată

    relaţie care arată că un cuplaj puternic se poate obţine numai dacă se reduc coeficienţii de dispersie.

    Dacă bobinele sunt realizate pe acelaşi miez magnetic închis (fig. 3b, 3c) se poate scrie:

    Imagine postată

    unde σ1m şi σ2m sunt coeficienţii de dispersie faţă de miez ai celor două bobine.

    Imagine postată

    Pentru simplificare se notează:

    Imagine postată

    Expresia coeficientului de cuplaj magnetic dintre cele două bobine devine în acest caz:

    Imagine postată

    unde:

    Imagine postată

    se numeşte coeficient total de scăpări al transformatorului.
    Din (10), rezultă: Imagine postată şi deoarece:

    Imagine postată

    atunci se mai poate scrie:

    Imagine postată

    În general, datorită simetriei geometrice a transformatorului, bobinele (fig. 3b şi 3c) au coeficienţi de dispersie egali, ceea ce permite scrierea, pe baza relaţiei (10), a relaţiilor exacte:
    Imagine postată

    2. ELEMENTE CE DETERMINĂ GABARITUL TRANSFORMATOARELOR.

    Pentru a obţine transformatoare cu un gabarit redus trebuie folosite miezuri realizate din materiale magnetice cu inducţie de saturaţie (Bsat) cât mai mare. Într-adevăr, în cazul funcţionării unui transformator în regim sinusoidal cu:

    Imagine postată

    tensiunea indusă într-o înfăşurare de N spire este:

    Imagine postată

    iar amplitudinea ei maximă posibilă va fi:

    Imagine postată

    de unde se deduce produsul dintre numărul de spire şi secţiunea transformatorului:

    Imagine postată

    Acest produs arată că, pentru o tensiune de amplitudine şi frecvenţă dată gabaritul transformatorului depinde indirect şi de putere, deoarece aceasta determină mărimea curenţilor şi, implicit, diametrul conductoarelor de bobinaj. Relaţia (18) arată, de asemenea, că transformatoarele lucrând la frecvenţe mari au gabarit mai redus, fapt pentru care pe nave maritime şi pe avioane, unde greutatea trebuie redusă la minim, tensiunea de alimentare a aparaturii electrice are frecvenţa de 400 Hz, în loc de 50 Hz, cât este frecvenţa tensiunii în reţeaua de distribuţie a energiei electrice.

    Materialele feromagnetice (materiale magnetice pe bază de fier) au, în general, inducţii de saturaţie cuprinse între 1,2 şi 1,8 Tesla), iar materialele ferimagnetice (materiale magnetice pe bază de oxizi ai fierului (ferite) au inducţii de saturaţie mai mici, cuprinse între 0,3 şi 0,5 Tesla (1 Tesla = 1 Ts = 104 Gauss) . Ca urmare, la frecvenţe joase, se vor obţine gabarite mici numai cu miezuri feromagnetice, în timp ce la frecvenţe înalte pot fi utilizate şi miezuri ferimagnetice deoarece valoarea mai mică a inducţiei lor de saturaţie este compensată de creşterea frecvenţei. De fapt, miezurile feromagnetice nici nu s-ar putea folosi peste 10-20 kHz din cauza pierderilor mari de putere pe care le introduc, astfel că singurele miezuri utilizabile la frecvenţe înalte sunt cele din ferită.

    Pierderile de putere din miez apar datorită energiei cheltuite pentru orientarea şi reorientarea domeniilor magnetice în sensul câmpului, precum şi datorită curenţilor turbionari induşi în miez. În primul caz pierderile se numesc pierderi prin histerezis magnetic sau prin vâscozitate magnetică şi sunt proporţionale cu frecvenţa f a tensiunii din primar (într-o secundă domeniile magnetice trebuie orientate şi reorientate de f ori). Aceste pierderi pot fi reduse utilizând materiale magnetice moi (materiale cu vîscozitate magnetică mică), adică materiale care se saturează în cîmpuri magnetice relativ mici.

    Pierderile prin curenţi turbionari sunt proporţionale cu pătratul frecvenţei şi invers proporţionale cu rezistivitatea electrică a miezului. Pentru reducerea lor sunt necesare, mai ales în cazul lucrului la frecvenţe înalte, miezuri cu rezistivitate cât mai mare. Această condiţie e bine satisfăcută de materialele ferimagnetice care au rezistivităţi mari de ordinul 102 � 106 Ωm, motiv pentru care, având în vedere şi inducţia de saturaţie mai mică decât la feromagnetice, ele sunt utilizate numai la frecvenţe mari.

    Materialele feromagnetice au rezistivităţi mici de ordinul 10-7 � 10-6 Ωm, din care cauză pentru a reduce pierderile prin curenţi turbionari, miezurile feromagnetice nu se realizează sub formă masivă ci numai sub forma unui pachet de tole izolate electric.

    3. SCHEME ECHIVALENTE

    Se presupune un transformator (fig. 4) alimentat de un generator cu tensiunea Ug şi impedanţă proprie Zg şi care lucrează în secundar pe o sarcină Zs.

    Primarul transformatorului este caracterizat prin numărul de spire N1, inductivitatea L1, rezistenţa ohmică r1 şi coeficientul de scăpări σ1, iar secundarul său prin: N2, L2, r2, respectiv σ2.

    Raportul n = N1/N2 se numeşte raport de transformare. Deoarece primărul şi secundarul au acelaşi circuit magnetic şi deoarece inductivitatea unei bobine este proporţională cu pătratul numărului de spire, rezultă următoarea relaţie între inductivităţile L1 şi L2 :

    Imagine postată

    Schema echivalentă a transformatorului poate fi dedusă scriind şi prelucrând ecuaţiile lui Kirchhoff pentru circuitul din figura 4. Se preferă deducerea schemei echivalente urmărind pas cu pas procesele fizice, pentru o mai bună înţelegere a acestora.

    Imagine postată

    Dacă transformatorul are secundarul în gol, schema sa echivalentă se reduce doar la impedanţă primarului, iar curentul în primar ia o valoare I10 (curent de gol). Acest curent de gol se compune dintr-un current de magnetizare Im, care produce fluxul magnetic în miez şi dintr-un curent Ip corespunzător pierderilor de putere activă din miez I10=Im+Ip.

    Dacă în secundar se conectează acum sarcina Zs, curentul în primar se va modifica cu o valoare ΔI1 astfel că expresia generală a curentului în primar va fi:

    Imagine postată

    Astfel, transformatorul privit din primar se prezintă ca doi consumatori legaţi în paralel, unul consumând curentul I10 şi celălalt curentul ΔI1. Impedanţă celui de-al doilea consumator este tocmai impedanţă re-flectată din secundar în primar. În general, curenţii I10 şi ΔI1 nu sunt în fază. Neglijând pierderile în transformator şi considerând o sarcină pur rezistivă (Zs = Rs), în regim sinusoidal, curentul ΔI1 va fi în fază cu tensiunea U1 din primar, iar I10 va fi defazat în urmă cu π/2 (fig. 5).

    Mărimea ΔI1 reprezintă tocmai influenţa secundarului asupra primarului şi cu ajutorul ei se poate defini o impedanţă reflectată din secundar la bornele primarului:

    Imagine postată

    Se poate considera deci, că schema echivalentă a transformatorului se compune dintr-o impedanţă reflectată Zr în paralel cu impedanţă proprie a primarului.

    În cazul transformatorului ideal (fig. 6a), adică al unui transformator cu miez magnetic, fără pierderi (r1 = r2 = 0) şi fără dispersie (σ1 = σ2 = 0; k1=1), dacă secundarul este în gol, schema echivalentă se reduce la cea din figura 6b, în care:

    Imagine postată

    Deoarece nu există scăpări de flux magnetic şi nici pierderi de putere în transformator, se poate scrie:

    Imagine postată

    unde ф este fluxul magnetic care străbate bobina din primar şi cea din secundar.
    Imagine postată

    Din (23) se deduce:
    Imagine postată

    Impedanţa reflectată la bornele primarului va fi:
    Imagine postată

    ceea ce permite să se adopte schema echivalentă din figura 6c, denumită schemă echivalentă raportată la primar deoarece dă direct valoarea curentului I1 din primar cu componentele sale I10 şi ΔI1, curentul în secundar putându-se deduce imediat (I2 = n*ΔI1).

    Este uşor de remarcat că, dacă în circuitul din figura 6c se micşorează tensiunea Ug de n ori şi se micşorează toate impedanţele de n2 ori, curenţii vor creşte de n ori. Se obţine astfel schema echivalentă din figura 6d, numită schemă echivalentă raportată la secundar deoarece dă direct curentul şi tensiunea la bornele secundarului.

    La stabilirea acestei scheme s-au avut în vedere si relaţiile (19), (24).

    În cazul când nu se pot neglija scăpările de flux magnetic (σ≠ 0), fluxul ф creat de o bobină parcursă de curentul I trebuie descompus în două componente, una utilă care se închide prin miez фm şi una de scăpări фs care se închide prin aer. Corespunzător acestor componente, inductivitatea L a bobinei poate fi descompusă în două părţi: o inductivitatea utilă Lu şi o inductivitate de scăpări faţă de miez Ls.

    Dacă N este numărul de spire al bobinei, atunci se poate scrie:
    Imagine postată

    unde:
    Imagine postată

    Utilizând coeficientul de scăpări σm al bobinei L faţă de miez se mai poate scrie:

    Imagine postată

    Se observă că, aşa cum au fost definite, inductivităţile LS şi Lu corespund unor bobine având fiecare câte N spire, adică acelaşi număr de spire ca şi bobina L. Bobina Ls ar fi o bobină fără miez, realizată pe aer, iar bobina Lu o bobină cu miez închis, ideală, care nu are scăpări faţă de miez. Din punct de vedere fizic bobina Lu este aceea care produce fluxul util în miezul magnetic.

    Pe baza acestor considerente pentru o bobină reală L, cu miez magnetic se poate imagina schema echivalentă din figura 7a, în care r reprezintă rezistenţa ohmică a bobinajului.
    Imagine postată
    Printr-un raţionament similar, pentru cazul general a două bobine L1 şi L2 (cu sau fără miez magnetic) cuplate inductiv (fig. 3a) având rezistenţele ohmice r1, respectiv r2 şi coeficienţii de dispersie σ12, respectiv σ21, se poate stabili schema echivalentă din figura 7b, în care:

    • Ls1=σ12∙L1 - este inductivitatea de scăpări a bobinei 1 faţă de bobina 2;
    • Ls2=σ21∙L2 - inductivitatea de scăpări a bobinei 2 faţă de bobina 1;
    • Lu1=(1-σ12 )∙L1 - inductivitatea utilă a bobinei 1 faţă de bobina 2;
    • Lu2=(1-σ21 )∙L2 - inductivitatea utilă a bobinei 2 faţă de bobina 1.

    Bobinele de inductivităţi Lu1 şi Lu2 au N1 şi respectiv N2 spire, au coeficienţi de dispersie nuli, rezistenţe ohmice nule şi deci formează un transformator ideal având raportul de transformare: n=N1/N2.

    Imagine postată

    Este evident că schema echivalentă din figura 7b poate fi aplicată şi unui transformator. Acest lucru permite să se afirme că, schema echivalentă a unui transformator real cuprinde un transformator ideal cu acelaşi raport de transformare şi care are în serie pe fiecare înfăşurare rezistenţa ohmică şi inductivitatea de scăpări a înfăşurării respective (fig. 8a). Ţinând cont şi de relaţiile (10), (13) şi (14), valabile în majoritatea cazurilor, schema echivalentă poate fi redesenată ca în figura 8b, unde k este coeficientul de cuplaj al transformatorului real, iar σ coeficientul total de scăpări.

    Dacă secundarul se închide pe o sarcină Zs, utilizînd relaţiile (19) şi (25) se obţine schema echivalentă raportată la primar din figura 9, în care s-a adăugat în paralel rezistenţa Rm echivalentă pierderilor de putere activă din miez.

    În aceste condiţii, pentru circuitul complet din figura 4 se pot desena schemele echivalente raportate la primar (fig. 10a) şi respectiv, la secundar (fig. 10b).

    Imagine postată

    Schemele echivalente din figura 10 se pot simplifica în funcţie de domeniul de frecvenţă. Astfel, la frecvenţe joase (de ordinul zecilor şi sutelor de Hz) se pot neglija inductanţele de scăpări, la frecvenţe înalte (de ordinul miilor şi zecilor de mii de Hz) inductanţele utile, iar la frecvenţe medii (de ordinul 103 Hz) toate inductanţele. Rezistenţa de pierderi Rm poate fi, de asemenea, neglijată deoarece, practic, are valori mari. Cu aceste simplificări, presupunând şi cazul cel mai frecvent întâlnit în practică, acela în care Zg şi Zs sunt pur rezistive, pentru schema echivalentă raportată la primar se pot considera acceptabile schemele echivalente din figura 11. Schema din figura 11a este valabilă la frecvenţe joase, cea din figura 11b la frecvenţe medii, iar cea din figura 11c la frecvenţe înalte.

    Imagine postată

    Cu ajutorul acestor scheme simplificate se poate deduce cu uşurinţă comportarea transformatorului în banda de frecvenţe (fig. 12). Se observă că tensiunea Us de sarcină este maximă la frecvenţe medii şi că ea scade la frecvenţe joase datorită şuntării sarcinii de către inductanţa kL1, iar la frecvenţe înalte datorită reducerii curentului, ca urmare a creşterii reactanţei de scăpări. Notând tensiunea în sarcină la frecvenţele medii cu USmax şi punând condiţiile:

    Imagine postată

    se pot găsi frecvenţele fjos = fj şi fsus = fs , care delimitează banda de trecere a transformatorului şi la care tensiunea în sarcină scade cu 3 dB faţă de valoarea ei la frecvenţe medii:
    Imagine postată

    şi:

    Imagine postată

    unde:

    Imagine postată

    În practică, se urmăreşte obţinerea unei benzi de frecvenţe de trecere B = fS - fj cât mai mare.

    Imagine postată

    Rezultă că un transformator bun (din punct de vedere al benzii de trecere) va avea o inductanţă a primarului L1 cât mai mare şi un coeficient de scăpări σ cât mai mic. În realitate σ nu poate fi redus sub 1�2%, din care cauză banda la frecvenţe superioare se limitează repede, iar raportul nu poate fi făcut oricât de mare. Acest raport este o mărime independentă de inductanţă L1 (respectiv L2) şi dependentă doar de parametrii Rg şi Rs ai circuitului în care conectăm transformatorul, de miezul magnetic utilizat şi de procedeul de bobinare:

    Imagine postată

    Dacă Rg şi Rs sunt date şi nu pot fi modificate, se poate spune că raportul frecvenţelor limită este o constantă A. În aceste condiţii lărgimea de bandă este:

    Imagine postată

    ceea ce arată că o bandă de trecere mare se poate obţine numai dacă se acceptă mărirea lui fj adică micşorarea lui L1. Deşi această soluţie vine în contradicţie cu dorinţa realizării unui fj coborât, ea este în majoritatea cazurilor acceptabilă şi avantajoasă deoarece determină, în afara reducerii gabaritului şi costului, un important câştig în lărgimea benzii de trecere.

    Astfel, dacă un transformator de audiofrecvenţă determină, într-un anumit circuit, o bandă de trecere cuprinsă între 50 Hz şi 5 kHz, se recurge la reducerea inductivităţii înfăşurărilor la jumătate (reducând numărul de spire de √2 ori) şi se obţine un transformator mai economic (cu gabarit şi preţ redus) având banda de trecere între 100 Hz şi 10 kHz, ceea ce, pentru domeniul audio, reprezintă o îmbunătăţire esenţială.

    Adeseori în practică se întâlnesc transformatoare cu mai multe înfăşurări secundare. Schema echivalentă raportată la primar se obţine reflectând fiecare secundar, cu raportul lui de transformare, în primar. O asemenea situaţie este prezentată în figura 13 în care s-au neglijat inductanţele de scăpări şi inductanţă primarului.

    Imagine postată

    Schema echivalentă raportată la o înfăşurare secundară �i" (în exemplul nostru i = 1,2,3) se obţine din schema raportată la primar împărţind tensiunea Up cu nl şi toate impedanţele cu ni2 unde:

    Imagine postată

    este raportul de transformare dintre primar şi secundarul i.

    Se menţionează totuşi, schemele echivalente prezentate aici nu sunt complete, deoarece nu ţin cont de capacităţile parazite ale transformatorului.

    Dacă se notează cu Cp1, capacitatea parazită a primarului, cu Cp2 capacitatea parazită a secundarului şi cu Cp12 capacitatea parazită primar-secundar, atunci o schemă echivalentă completă ar fi cea din figura 14a. Capacităţile parazite fiind mici (de ordinul 10�100 pF) efectul lor este important doar la frecvenţe înalte, mai ales cînd sarcina RS are valori foarte mari. În acest caz, Cr2 şuntează pe RS şi transformatorul simte practic o sarcină cu caracter capacitiv. Inductanţele de scăpări şi capacitatea parazită de la ieşire formează un circuit oscilant serie, cu factor de calitate mare, care la frecvenţa sa de rezonanţă determină apariţia unui maxim în caracteristicii de frecvenţă (fig. 14b).

    Imagine postată

    4. UTILIZĂRILE TRANSFORMATORULUI ELECTRIC

    Utilizările transformatoarelor decurg din următoarele funcţii ce pot fi îndeplinite de acestea:

    • transformă energia electrică de curent alternativ, mărind tensiunea şi respectiv micşorînd curentul electric, în vederea transportului energiei electrice la distanţe mari cu randament ridicat;
    • transformă energia electrică de curent alternativ disponibilă la anu¬mite valori ale tensiunii de alimentare, în energie electrică la valorile necesare ale tensiunii şi curentului, fără pierderi importante de transformare: asemenea transformatoare se numesc transformatoare de alimentare sau de reţea ;
    • separă galvanic două circuite, asigurând între ele o bună izolaţie electrică; în cazul transformatoarelor de reţea, această cerinţă este impusă si de regulile de protecţie a muncii; dacă raportul de transformare este egal cu unitatea, transformatorul se numeşte transformator de separare şi îndeplineşte doar această funcţie de separare;
    • asigură adaptarea între un generator dat şi o sarcină dată, adică asigură un transfer maxim de putere � asemenea transformatoare se numesc transformatoare de adaptare sau de semnal . În ultimul timp există tendinţa şi posibilitatea de a se renunţa la utilizarea transformatoarelor de semnal, deoarece ele au unele dezavantaje: gabarit şi greutate mare în raport cu celelalte componente electronice; bandă de trecere limitată, din care cauză în sistemele de bandă largă sînt necesare mai multe transformatoare, separate între ele prin filtre şi amplificatoare de separare, fiecare transformator trebuind să transmită cîte o porţiune din banda totală de lucru; introduc deformări ale formei semnalului, aceste deformări fiind cu atît mai importante cu cît tensiunea şi curentul prin transformator sînt mai mari.

    Dacă transformatorul este conectat la intrarea unui amplificator sau sistem, el se numeşte transformator de intrare, dacă este la ieşire se numeşte transformator final sau de ieşire, iar dacă este conectat între două etaje ale amplificatorului sau sistemului, transformator de cuplaj.

    5. TIPURI DE BOBINAJE

    Bobinajele aparaturii electronice se realizează în simplu strat, sau în mai multe straturi (multistrat). După forma lor (fig. 15), bobinajele într-un singur strat pot fi: cilindrice, toroidale sau în dublu D.

    La rândul lor, bobinajele cilindrice se realizează fără carcasă (la frecvenţe foarte înalte) sau pe carcasă. Bobinajul cilindric pe carcasă în cele mai multe cazuri se execută în exteriorul carcasei. La bobinele cărora li se impune condiţia de mare stabilitate a inductivităţii la variaţiile de temperatură, înfăşurările se execută cu conductorul parţial îngropat în şanţul elicoidal practicat pe suprafaţa carcasei. înfăşurarea conductorului se face la cald, încît după răcire, conductorul aderă la carcasă şi nu-şi variază dimensiunile la variaţia temperaturii mediului ambiant.

    Bobinajele cilindrice se execută din conductor izolat simplu cu email, sau, pentru spire puţine şi rare, chiar din conductor neizolat. Acest -tip de bobinaj se caracterizează prin rezistenţă mică în curent continuu, pentru o aceeaşi inductivitate, precum şi prin capacităţi parazite mici.

    În cazul bobinajului cilindric simplu strat nu se pot obţine inductivităţi mari din cauza numărului relativ mic de spire, câmpul magnetic perturbator creat în exterior fiind mare, ceea ce conduce nu numai la eventuala perturbare a funcţionării celorlalte elemente din circuit, ci şi la posibila modificare a inductivităţii proprii, sub influenţa maselor metalice din vecinătate.

    Bobinajul toroidal executat în simplu strat se caracterizează printr-o valoare minimă a cîmpului magnetic de dispersie, însă prezintă o rezistentă de curent continuu mai mare decît a bobinei cilindrice pentru o aceeaşi inductivitate. Bobinajul toroidal poate avea secţiune circulară sau secţiune dreptunghiulară.
     

    Imagine postată

     

    Bobinele în simplu strat, în dubla D, reprezintă o soluţie intermediară, avînd cîmp magnetic extern relativ redus şi rezistenţă de curent continuu mică. în plus, reglarea se face relativ uşor, bobinele individuale fiind bobi¬nate, impregnate şi montate înaintea reglării finale.

    Bobinajul multistrat permite obţinerea inductivităţilor mari, în volum mic. Conductorul folosit este în mod obligatoriu izolat cu email şi mătase.

    Se pot realiza bobinaje cu mai multe straturi, cu diverse tehnologii, prin bobi nare spira după spiră, bobinaj piramidal sau bobinai "fagure".

    Toate aceste bobinaje sînt executate pe carcase cilindrice. Se pot executa si bobinaje toroidale multistrat, pentru evitarea alunecării stratului utilizîndu-se izolaţii între straturi.

    Bobinajele multistrat spiră după spiră prezintă o capacitate distribuită mare si pericol de străpungere a izolaţiei, în special la spirele care vin în contact la extremităţile straturilor, unde diferenţele de potenţial sînt mari. Pentru micşorarea pericolului de străpungere se pot folosi straturi intermediare de izolaţie (tabelul 1.1), dar prin aceasta se micşorează coeficientul de umplere.

    Imagine postată

    Pe carcasele fără flanşe, bobinajul cilindric multistrat (fig. 16) se execută micşorând mereu cu câte o unitate numărul de spire din strat.
     

    Imagine postată

    Pentru micşorarea capacităţii parazite şi evitarea străpungerilor se realizează bobinaje la care spirele între care există diferenţe mari de potenţial sunt depărtate. Aceasta se poate realiza fie prin bobinaj piramidal, recomandat în special pentru obţinerea inductanţelor mari care lucrează la tensiuni ridicate (transformatoare de impulsuri), fie prin bobinaj cilindric secţionati, pe carcase cu flanşe intermediare. La acestea din urmă, fiecare secţiune avînd puţine spire are şi capacitate proprie mică, iar capacităţile secţiunilor se leagă în seric. Totuşi, nu se pot folosi prea multe secţiuni (de obicei 3 sau 4) deoarece devin supărătoare capacităţile dintre secţiuni sau dintre secţiuni si miez.

    Reducerea capacităţii proprii şi evitarea străpungerilor se poate obţine prin bobinajul �fagure". în timpul bobinării se dă carcasei o mişcare de translaţie în lungul axei sale, sincronizată cu mişcarea sa de rotaţie, încât conductorul se bobinează înclinat în raport cu suprafaţa de rotaţie a înfăşurării. Astfel, spirele între care există diferenţe mari de potenţial sînt depărtate şi neparalele. Bobinajul �fagure" poate fi �fagure propriu-zis", cînd spirele sînt distanţate între ele, sau "universal" cînd spirele sînt ne-distantate.

    Bobinajul "fagure" are capacităţi proprii reduse şi o rigiditate mecanică bună, bobinele astfel realizate menţinându-şi forma şi fără a fi împregnate. Bobinajele "fagure" pot fi executate şi pe secţiuni, pe carcase tubulare cu flanşe intermediare, bobinele putând fi conectate în serie sau în paralel.

    În tabelul 1.2 se prezintă principalele caracteristici ale bobinajelor utilizate la frecvente joase şi înalte.

    Imagine postată

    Bobinaj ele multistrat se pot realiza şi fără carcasă, atunci când bobina trebuie să aibă un anumit profil (bobine de deflexie ale tubului cinescop), sau când pierderile în carcasă aduc inconveniente. Rigiditatea mecanică se realizează în acest caz prin legarea fiecărui strat sau a unui grup de straturi cu fâşii de pânză şi impregnarea ulterioară a ansamblului. Pentru bobinajele multistrat pe carcasă, capetele înfăşurărilor se lipesc pe cose fixate pe flanşele laterale ale carcasei sau pe reglete izolante, fixate de miez. Procesul tehnologic se încheie cu împregnarea bobinei, pentru robusteţe mecanică şi în special pentru protecţie împotriva umidităţii. Împregnarea constă în umplerea interstiţiilor bobinajului cu lac de împregnare electroizolant.

    Imagine postată

    Avantajele împregnării sunt:

    • rigidizează înfăşurările;
    • îmbunătăţeşte disiparea căldurii, lacul având conductibilitate termică mai bună decît aerul sau izolaţiile de hîrtie;
    • îmbunătăţeşte proprietăţile electrice ale izolaţiei, în principal a rigidităţii dielectrice, anulează efectul microfisurilor din email;
    • evită pătrunderea umezelii din atmosferă în golurile izolaţiei. Pentru o împregnare bună trebuie să fie îndeplinite următoarele cerinţe:
    • fluiditatea lacului să fie suficientă pentru a pătrunde bine în interstiţii, dar nu exagerată, pentru a nu se produce o contracţie prea mare la uscare (în general se ia un procent de maxim 50�60% solvent);
    • răşinile folosite trebuie să aibă molecule mici, sferice, cele cu mole¬cule lungi dau lacuri vîseoase, care impregnează prost;
    • nu se pot folosi lacuri cu uscare numai prin evaporarea solventului, contracţia la uscare fiind prea mare; de aceea se folosesc lacuri cu întărire atât prin evaporare cât şi prin reacţii chimice şi lacuri fără solvent;
    • viteza de întărire trebuie reglată cu atenţie (prin modificarea temperaturii) în caz contrar se produce întărirea numai la suprafaţă, iar solventul din interior nu se mai evaporă;
    • lacul şi solventul să nu atace emailul conductoarelor.

    Calculul inductivităţii se face anterior realizării bobinei, în general prin formule empirice. Astfel, pentru o bobină cu simplu strat (fig. 4.4) se poate folosi relaţia: Imagine postată
    unde n este numărul de spire al înfăşurării; d � diametrul carcasei; F � factorul de formă, tabelat în funcţie de raportul d/l; k � factor, care ţine seama de forma spirelor, influenţa izolaţiei conductorului, influenţa materialului de impregnat.
    Câteva lacuri de împregnare mai folosite sunt prezentate în tabelul 1.3.

    Imagine postată

    Tehnologic, bobinajele se execută cu maşini automate, construite special pentru tipul de bobinaj impus. Operaţiile de impregnare se realizează manual. La bobinele cu mai multe înfăşurări, dispunerea lor relativă are implicaţii atât funcţionale cât şi economice.

    Astfel, pentru transformatoarele de semnal (intrare, ieşire, cuplaj) la care caracteristica de frecvenţă este foarte importantă, trebuie micşorat fluxul de dispersie, deci inductanţa de scăpări. Pentru aceasta una din bobine se secţionează şi între cele două secţiuni se dispune cea de-a doua bobină.
    Când cerinţele tehnice nu sunt prea severe şi nu se impun restricţii asupra scăpărilor de flux magnetic (de exemplu pentru transformatoare de alimentare) dispunerea înfăşurărilor se face din considerente economice.

    Astfel, conductorul mai scump (de diametru mai mic) se bobinează primul, raza bobinei fiind mai mică imediat lângă carcasă şi în acest mod se realizează numărul de spire necesar cu o cantitate mai mică de conductor. Dacă transformatoarele sunt de mare putere şi condiţiile de răcire sunt severe, se renunţă la criteriul economic si se bobinează la exterior înfăşurarea de diametru minim, care disipa cea mai mare cantitate de căldură.

    Bobinele cu inductivitate variabila continuu în limite largi, variometrele, se realizează după unul din următoarele principii:

    • prin varierea numărului de spire;
    • prin modificarea cuplajului (inductanţei mutuale M) între două secţiuni ale bobine;
    • prin modificarea poziţiei unui miez magnetic (ferovariometru).

    Bibliografie

    • Gheorghe Ortopan, I. O. Vasile, S. Niţu – “ Ecranarea electromagnetică în tehnica curenţilor intenşi” – Editura Tehnică, Bucureşti, 1990
    • C. I. Mocanu – “ Teoria câmpului electromagnetic” - Editura Didactică şi Pedagocică, Bucureşti, 1981
    • C.I.Mocanu – “Teoria circuitelor electrice” – Editura Didactică şi Pedagogică, Bucureşti, 1979
    • M. Antoniu – “Măsurări electronice”, Editura Satya, Iaşi, 1997
    • S. Ivas – “Teoria macroscopică a câmpului electromagnetic”, Editura Fundaţiei Universitare “Dunărea de Jos”, Galaţi, 2003  

    Edited by donpetru

    Sign in to follow this  


    User Feedback

    Recommended Comments



    Create an account or sign in to comment

    You need to be a member in order to leave a comment

    Create an account

    Sign up for a new account in our community. It's easy!

    Register a new account

    Sign in

    Already have an account? Sign in here.

    Sign In Now



×
×
  • Create New...

Important Information

We use cookies and related technologies to improve your experience on this website to give you personalized content and ads, and to analyze the traffic and audience of your website. Before continuing to browse www.tehnium-azi.ro, please agree to: Terms of Use.