Tiristorul

1. Generalitati
Tiristorul este realizat dintr-un cristal de siliciu cu patru zone alternate ca polaritate PNPN (fig.1). Aceste zone dau nastere la trei jonctiuni (J₁, J₂, J₃), lucru care face ca tiristorul sa aiba ca schema echivalenta doua tranzistoare, unui PNP si altul NPN.


Zonele extreme P₁ si N₂ reprezinta anodul (A - "anode") respectiv catodul (K ? "cathode"). Zona P₂ apropiata de catod se conecteaza la electrodul de comanda numit grila sau poarta (G - gate). Datorita acestei configuratii, tiristorul se mai numeste si dioda redresoare comandata. Caracteristica de functionare a tiristorului este prezentata în figura 2.


Asignarea pinilor pe diferite tipuri de capsule in care se prezinta tiristoarele este reprezentata în figura 3.



2. Semnificatia parametrilor de catalog

Principalii parametri electrici ai tiristorului sunt:

• tensiunea de strapungere in direct, V_BR[V] (V_DRM [V]);
• tensiunea de poarta, de amorsare, V_GT[V];
• tensiunea inversa continua: V_R, V_RM sau V_RRM [V];
• curentul continuu direct de poarta, de amorsare, I_GT[A];
• curentul anodic direct mediu, I_FAV [A].

Pentru aplicatii sunt importanti si urmatorii parametri:

• curentul continuu direct de mentinere, I_H(I_HOLD)[A];
• curentul de acrosaj, I_L (I_LATCH)[A];
• viteza critica de crestere a curentului anodic, di/dt [A/µs];
• viteza de crestere a tensiunii anodice, dv/dt [V/µs];
• timp de dezamorsare prin comutarea circuitului, t_q .

a. Parametrul I_H caracterizeaza trecerea tiristorului din starea de conductie în starea de blocare. Daca se micsoreaza curentul anodic printr-un tiristor amorsat, exista o valoare critica a acestuia pentru care tiristorul iese din conductie si se blocheaza. Valoarea critica a curentului anodic pentru care tiristorul dezamorseaza se numeste curent de mentinere. Daca tensiunea aplicata între anod si catod este alternativa, iar poarta este atacata în impulsuri sincrone cu frecventa tensiunii anodice, atunci tiristorul amorseaza pentru fiecare semialternanta pozitiva a tensiunii anod-catod si dezamorseaza pentru semialternantele negative. Cunoscand I_H se poate determina momentul de tip din semialternanta pozitiva in care tiristorul dezamorseaza.

b. Parametrul I_L caracterizeaza trecerea tiristorului din starea de blocare in starea de conductie. La aplicarea unui impuls pozitiv pre poarta, curentul anodic incepe sa creasca de la 0 la valoarea maxima pe care i-o ingaduie rezistenta circuitului exterior. Daca impulsul pe poarta se întrerupe inainte de a ajunge curentul anodic la o valoare critica, atunci tiristorul nu amorseaza. Valoarea critica a curentului anodic pentru care tiristorul amorseaza chiar daca se intrerupe semnalul pe poarta se numeste curent de acrosaj.

Observatie: Cunoasterea lui I_L este necesara pentru determinarea duratei minime a impulsului pe poarta.

c. Viteza critica de crestere a curentului anodic (di/dt). La amorsarea unui tiristor, tensiunea la bornele sale nu cade instantaneu la zero si curentul creste dupa o lege care depinde de impedanta circuitului exterior. Puterea disipata de tiristor este cu atât mai mare cu cat curentul anodic creste mai repede. În momentul amorsarii, conductia se face într-o zona mica în jurul portii. Ca urmare, densitatea de curent e mare. Daca puterea necesara disipata depaseste puterea disipata maxima a dispozitivului, acesta se distruge.

d. Viteza de crestere a tensiunii (dv/dt). O viteza excesiva de crestere a tensiunii anodice poate duce la deschiderea tiristorului in absenta semnalului de poarta la o valoare mai mica decat V_BO. Acest fenomen se datoreaza capacitatii interne a tiristorului, care se incarca la un curent i=c·dV/dt. Acest curent poate fi suficient, daca dV/dt e mare, pentru a declansa amorsarea.

Daca viteza de variatie a tensiunii anodice este mare (de exemplu cea data de bobina de inductie de la automobile pentru un circuit de aprindere electronica cu tiristor), atunci tiristorul se deschide prin efect dV/dt si se poate distruge prin efect dI/dt. Valoare curentului de acrosaj, I_L, este mai mare decat valoarea curentului de mentinere, I_H, pentru un tiristor dat.

3. Functionarea tiristorului

Modul de functionare al tiristorului este ilustrat de caracteristica tensiune anodica-curent anodic (fig.2). În functie de polarizarea anod-catod, exista doua regimuri de functionare. Daca se aplica o tensiune continua între anod si catod, tiristorul ramane blocat, indiferent de sensul acesteia. Marind tensiunea aplicata, atât în polarizare directa (anodul pozitiv), cât si în polarizare inversa (catodul pozitiv), tiristorul ramane blocat pâna la o anumita valoare la care se strapunge, curentul prin el crescând foarte mult. Valoarea tensiunii anodice la care tiristorul se strapunge atunci când este blocat invers se numeste tensiune inversa continua.


Astfel, regimul invers este caracterizat de aplicarea unei tensiuni cu minus pe anod si plus pe catod (UR). Jonctiunile J1 J3 sunt polarizate invers iar J2 direct. Curentul care circula, este un curent invers IR foarte mic. Daca UR atinge un prag URg, va avea Ioc un fenomen de avalansa care duce la strapungerea jonctiunilor J1, J3 si prin tiristor va curge un curent mare (J2 este polarizata direct). Acesta, pentru ca tiristorul sa nu se distruga, va trebui sa fie limitat de circuitul exterior.

Daca tensiunea de polarizare se aplica cu plusul pe anod si minusul pe catod, tiristorul va functiona în regim polarizat direct. Jonctiunile J1, J3 sunt polarizate direct iar J2, invers. Când tensiunea UAK este sub o anumita limita, curentul direct (Id) care circula este foarte mie si tiristorul este blocat. Prin amorsarea tiristorului se întelege procesul de trecere de la starea de blocare la starea de conductie.

Acesta poate avea loc în mai multe moduri (fig. 2):
- Amorsarea prin cresterea- tensiunii U_AK. Daca tensiunea U_AK creste peste o valoare U_BO jonctiunea centrala J₂ se strapunge prin multiplicarea în avalansa a purtatorilor de sarcina. Prin tiristor va. curge un curent mare, numit curent direct de conductie (I_F) care pentru a nu se distruge tiristorul, va trebui limitat de circuitul exterior. Odata amorsarea produsa, tensiunea U_AK va scadea. Din motive termice, amorsarea prin cresterea tensiunii U_AK nu se utilizeaza în practica.
- Amorsarea prin curent de poarta. Daca între poarta si catod se aplica o tensiune UGK care polarizeaza direct jonctiunea J_3, atunci are loc o injectie de curent IG, prin electrodul de comanda. Tranzistorul T₂ intra în conductie injectând electroni în baza tranzistorului T₁ care va începe si el sa conduca. Din fig.1 si 2 se vede ca I_C1 este o componenta a curentului de baza al tranzistorului T₁. Daca acesta depaseste o anumita valoare, el poate contine singur tiristorul amorsat chiar daca se suprima curentul de poarta I_G. Amorsarea tiristorului prin curent de poarta este amorsarea normala utilizata în practica. Cu cât curentul de poarta este mai mare, cu atât deschiderea tiristorului are loc la tensiuni U_AK mai mici.
[adv_2] - Amorsarea prin variatia rapida a tensiunii U_AK. Consta în aplicarea unei tensiuni U_AK mai mica ca U_B0 dar cu o variatie foarte rapida în timp. Jonctiunea centrala J₂, fiind o jonctiune polarizata invers, prezinta o capacitate de bariera. Daca se presupune ca tensiunea anodica variaza în timp cu viteza ?U_AK/?t (regim de impulsuri) atunci aceasta capacitate se încarca cu un curent i=C_b·?U_AK/?t. La viteze excesiv de mari ale tensiunii anodice, curentul prin tiiristor poate deveni suficient de mare pentru a produce amorsarea în absenta semnalului de poarta chiar daca U_AK < U_BO. În cataloage este specificata valoarea (?U_AK/?t) max. si ea reprezinta o valoare limita absoluta. Protectia la variatii rapide ale tensiunii se face practic prin montarea in paralel de circuite RC cu valorile uzuale: R = 50...1000 Ω si C = 0,1...5μF.
- Amorsarea prin cresterea temperaturii. Pe baza schemei echivalente din fig.1 putem observa ca datorita cresterii excesive a temperaturii jonctiunilor, curentii reziduali I_CB01 si I_CBO2 se pot mari pâna la o valoare suficienta pentru o amorsare chiar în absenta curentului de poarta I_G.

Un parametru important este curentul de mentinere I_H. Acesta caracterizeaza trecerea tiristorului din starea de conductie în starea de blocare. Astfel daca la un tiristor odata amorsat, curentul direct (I_F) scade de la o valoare I_F1 la o valoare critica I_H, el va ramâne în aceasta stare. Scâzând însa sub valoarea Iui I_H, el se dezamorseaza. Din acest punct de vedere trebuie facuta observatia ca un tiristor amorsat, poate fi trecut în starea de blocare prin inversarea polaritatii tensiunii U_AK (fara a fi depasita tensiunea inversa admisa U_Rs) sau prin anularea ei. La utilizarea tiristoarelor în regim de comutatie, pentru amorsare se pot aplica pe poarta impulsuri cu fronturi abrupte. Tensiunea la borne însa nu scade brusc aproape de zero, iar curentul va creste dupa o lege care depinde de configuratia circuitului exterior. În acest timp tranzitoriu, puterea disipata este mare fiind proportionala cu viteza de variatie a curentului ?i/?t. De aceea în cataloage se defineste un alt parametru limita numit viteza critica de crestere a curentului anodic: (?i/?t)max. Reducerea vitezei de crestere a curentului se face în mod concret prin montarea de inductante în serie.

Tiristorul reprezinta un dispozitiv semiconductor cu mare fiabilitate fiind utilizat in industrie la comanda si reglarea tensiunilor si curentilor.



4. Circuite de reducere a gradientului de curent

Gradientul de crestere sau descrestere a curentului printr-un semiconductor este, în general, determinat de sarcina. Exista o limita a valorii maxime a gradientului din motivele expuse anterior. Se considera circuitul din fig.4 alimentat de la o sursa de c.c., U.



Considerând L_S = 0, variatia curentului prin circuit la intrarea în conductie a tiristorului T este furnizata de ecuatia diferentiala:



a carei solutie este:



unde constanta de timp a circuitului:



Forma de variatie a curentului si gradientul de curent sunt prezentate în fig.5, curbele 1 si 1?.

Micsorarea gradientului de curent se poate atinge numai prin marirea inductivitatii din circuit, respectiv prin introducerea inductivitatii suplimentare LS. În acest caz, procedând ca mai sus, rezulta un gradient de curent:



noile variatii fiind reprezentate prin curbele 2 si 2? din fig.5.
Introducerea bobinei suplimentare L_S are însa unele inconveniente:

• având si o rezistenta proprie aceasta conduce la diminuarea randamentului conversiei, prin pierderile de putere pe care le produce;
• prezenta ei în circuit conduce la micsorarea tensiunii disponibile pe sarcina R+L;
• la variatii ale curentului i(t) produce supratensiuni de forma:
• care solicita suplimentar semiconductorul (tiristorul).

Pentru limitarea acestor suprasarcini se prevede circuitul de descarcare a energiei acumulate format din dioda n_S si rezistorul R_S. Dimensionarea acestui circuit se face în functie de nivelul supratensiunii admise. În general sarcinile acestor convertoare sunt de tipul R+L si limiteaza gradientul de curent la valori sub cele admisibile. Totusi se impune, pentru fiecare aplicatie, verificarea valorii gradientului maxim si prevederea, daca este cazul, a circuitului de protectie.

5. Circuite de protectie la supratensiuni interne
[adv_3]
Supratensiunile interne sunt produse în procesul de comutatie din starea de conductie în starea blocat, fiind materializate prin tensiunea V_R. Pentru tiristoare este important si gradientul de tensiune dv/dt, aplicat în sens direct sau invers, care produce de asemenea efecte nedorite, mai ales în capacitatile parazite ale jonctiunilor. Urmare a variatiei gradientului de curent di/dt la momentul t₀, fig.6, supratensiunea produsa de inductivitatea L are o valoare apreciabila, V_RM, si un gradient însemnat, ambele fiind inadmisibile pentru dioda sau tiristor.



Reducerea tensiunii V_RM cât si a gradientului se realizeaza prin plasarea în paralel cu semiconductorul a unui circuit serie R ? C (fig.6). Anterior momentului t₀, ca urmare a faptului ca:


condensatorul C este practic neîncarcat, desi tensiunea de alimentare are valoarea de regim stationar U < 0.

În momentul t₀ , ca urmare a cresterii tensiunii u_T(t) , începe încarcarea condensatorului C prin circuitul serie R,L,C. Încarcarea este descrisa de ecuatia:


unde:


Ecuatia (7) poate fi analizata din punct de vedere al variatiei curentului i_R(t) si a tensiunii u_T(t).
Pentru primul caz, utilizând (8), ecuatia (7) devine prin derivare:


cu conditia initiala nenula:


Variatia curentului i_R(t) depinde de polinomul caracteristic al ecuatiei (9), care este de forma


cu solutii de forma:


Cea mai convenabila forma de variatie este de tipul aperiodic, când:


care conduce la:


oferind o relatie pentru calculul rezistentei circuitului de protectie.

Pe de alta parte, sarcina stocata în straturile tiristorului sau diodei, Q_s , care în ultima instanta provoaca curentul I_RRM si supratensiunea V_RM , trebuie, pentru a evita o valoare mare a tensiunii de autoinductie a bobinei, sa fie preluata de capacitatea C la un nivel de tensiune admisibil, de exemplu:



Preluarea sarcinii Qs la nivelul de tensiune UM conduce la determinarea valorii capacitatii:


Variatia tensiunii la bornele tiristorului va fi data de ecuatia:


ceea ce înseamna ca polinomul caracteristic al acestei ecuatii este cel dat de relatia (11) si forma de variatie a tensiunii de asemenea aperiodica (curbele 1 din fig.7).

Se constata ca odata cu reducerea valorii maxime a supratensiunii la nivelul:


se produce si o diminuare considerabila a gradientului de tensiune.

În functie de nivelul dorit pentru U_M precum si a valorii gradientului de tensiune, se poate utiliza si un raspuns de tip periodic amortizat cu un grad de amortizare:


dorit. În acest caz conditia pentru ecuatia caracteristica devine:


La reaplicarea tensiunii de alimentare cu polaritate pozitiva, în vederea unei noi intrari în conductie a tiristorului, tensiunea u_T(t) va creste exponential cu constanta de timp:


Cresterea cu întârziere a tensiunii poate provoca ratarea intrarii în conductie a tiristorului. Pentru a se evita acest lucru, uneori, se prevede dioda n în paralel cu rezistorul R, care asigura încarcarea condensatorului C cu polaritatea inversa fata de cea din fig.7, practic instantaneu. La intrarea în conductie a tiristorului capacitatea C se va descarca prin rezistorul R, dioda n fiind blocata. În acest fel se limiteaza curentul de descarcare al capacitatii, care suprapunându-se peste curentul de sarcina, poate conduce la cresterea exagerata a gradientului di(t)/dt, precum si la o suprasolicitare termica.

Circuitele de protectie la supratensiuni de comutatie se prevad întotdeauna pentru tiristoare si numai uneori pentru diode, conditionat de V_RRM diodei utilizate si supratensiunile produse în circuit.

6. Conectarea serie si paralel a tiristoarelor

Pentru realizarea unor convertoare de curent mare se utilizeaza diode si tiristoare conectate în derivatie, iar pentru tensiuni mari conexiune de tipul serie.

6.1 Conexiunea serie


Un circuit având doua tiristoare conectate în serie este prezentat în fig.8. Problema principala a acestei conexiuni consta în repartizarea egala a caderilor de tensiune pe cele doua tiristoare, indiferent de regimul de functionare, adica:


În stare blocata rezistenta anod-catod a tiristoarelor este de odinul M? si poate diferi destul de mult, chiar pentru tiristoare din aceeasi serie. Acest lucu poate conduce la depasirea tensiunii inverse V_RRM pentru unele din tiristoare, în timp ce altele sunt mai putin solicitate.

În regim stationar evitarea acestui inconvenient se realizeaza prin montarea în paralel a rezistoarelor de valoare egala R_p, având o rezistenta de ordinul KΩ, rezistoare care asigura egalitatea din relatia (22).

Intrarea în conductie este caracterizata prin aceeasi valoare a curentului I. Daca unul dintre tiristoare are un timp de întârziere t_d mai mare, evident ca puterea disipata în acesta va creste si solicitarea termica va fi inegala. Simultaneitatea intrarii în conductie este favorizata daca comanda este identica, produsa de acelasi ?generator?, iar impulsurile sunt de tip tare. Având în vedere valoarea mica a timpului de intrare în conductie, t_ON, de ordinul μsec, efectul termic produs de nesimultaneitatea intrarii în conductie este neglijabil, nefiind necesare masuri suplimentare de protejare.

Iesirea din conductie poate fi nesimetrica ca urmare a timpilor de recombinare diferiti:


În acest caz este posibil ca unul din tiristoare sa se blocheze mai repede preluând întreaga tensiune U de alimentare, ca urmare a faptului ca al doilea tiristor se afla înca în intervalul de stocare. Având în vedere si supratensiunea de comutatie V_RM , solicitarea este mult peste limitele admisibile. Pentru a se evita acest lucru se prevad doua masuri:

• circuite de protectie individuale R-C, dimensionate cât mai riguros cu putinta;
• prevederea bobinei L în serie cu tiristoarele pentru a întârzia scaderea curentului prin circuit, astfel încât sa existe timpul necesar pentru lucrul circuitelor de protectie R-C si a favoriza recombinarea purtatorilor.

Se realizeaza în mod frecvent retele cu mai multe tiristoare în serie pentru convertoarele de înalta tensiune din energetica.

6.2 Conexiunea derivatie

Problema principala a conexiunii derivatie, fig.9, consta în echilibrarea repartitiei curentului prin cele doua tiristoare, adica:

Problema este relativ dificila ca urmare a dispersiei caracteristicilor curent-tensiune a tiristoarelor, precum si a variatiei acestora cu temperatura.



Astfel în fig.10 sunt prezentate aceste caracteristici pentru doua tiristoare. Functionând la aceeasi tensiune anod-catod, V_ON, datorita diferentei între caracteristici curentii prin cele doua tiristoare sunt diferiti, având valorile I₁ si I₂. Curentul I₁ fiind mai mare decât I₂ , tiristorul T₁ se încalzeste mai mult si caracteristica lui se modifica dupa T1?, putând produce o dezechilibrare mai mare a curentilor, de la I₁ la I₁? , fenomenul conducând la amorsarea termica a tiristorului T₁.

Pentru a se dimunua acest efect se iau mai multe masuri:

• alegerea unor tiristoare cu caracteristici cât mai apropiate, utilizând asa numita împerechere;
• plasarea tiristoarelor pe radiatoare comune pentru a evita variatia diferita a caracteristicilor cu temperatura;
• realizarea conexiunilor între punctele A si B, fig.11, de rezistenta egala.

Chiar si în aceste conditii ramâne posibilitatea unor dezechilibre, motiv pentru care la dimensionarea tiristoarelor se adopta un curent mai mare decât cel real. Dezechilibrele pot apare si în regimurile dinamice de intrare si iesire din conductie, efectele fiind tot de natura termica. Solutia cea mai utilizata în prezent consta în conectarea tiristoarelor prin divizoare anodice, solutie exemplificata pentru doua tiristoare în paralel prin fig.11. Divizorul anodic este format din doua bobine L, identice si având cuplajul mutual M < 0.

7. Dispozitive semiconductoare înrudite cu tiristorul

Dispozitive semiconductoare înrudite cu tiristorul sunt triacul si diacul. Triacul este un dispozitiv analog cu doua tiristoare montate în paralei si în antifaza realizate pe acelasi cristal de siliciu. Are o singura poarta si poate fi amorsat atât prin impulsuri pozitive cât si negative. Spre deosebire de tiristor, triacul conduce curentul în ambele sensuri si de aceea se utilizeaza cu precadere în circuite de ca. neredresat.

Diacul reprezinta o dioda cu conductie în ambele sensuri. Caracteristica curent-tensiune se aseamana cu aceea a doua tiristoare montate în paralel si în antifaza fara poarta. Amorsarea curentului se face prin depasirea pragului (U_BR) de întoarcere al caracteristicii. Se utilizeaza la comanda tiristoarelor si triacelor.

Tiristorul GTO

Tiristorul obisnuit, ca urmare a proprietatilor sale de a suporta tensiuni si curenti mari, este comutatorul static aproape ideal pentru convertoarele de mare putere. Inconvenientul esential al acestui dispozitiv consta în imposibilitatea de a comanda pe poarta blocarea conductiei. Plecând de la tiristorul obisnuit s-a dezvoltat tiristorul GTO, cu blocare pe poarta, care preia o serie din avantajele tiristorului obisnuit, introducând însa si o serie de compromisuri.



8. Aplicatii practice

Una dintre aplicatiile cele mai frecvente ale tiristorului este redresarea comandata. În fig.12 este prezentata o schema simpla pentru aceasta aplicatie. La intrarea circuitului se aplica o tensiune alternativa periodica, u, a carei amplitudine este mai mica decât tensiunea de strapungere. Pe poarta se aplica impulsuri pozitive, u_c, cu aceeasi perioada ca si a semnalului comandat.

Daca în momentele aplicarii impulsurilor exista corelatia corespunzatoare între marimea tensiunii comandate si amplitudinea impulsului de comanda, tiristorul se va deschide si prin circuit va începe sa circule curentul i care urmareste forma tensiunii u (admitem faptul ca nu avem elemente reactive care sa produca defazaj). La schimbarea polaritatii tensiunii de intrare curentul se va ?stinge?. Apoi, procesul se repeta periodic. Formele de unda ale celor trei semnale sunt prezentate în fig.12b. Curentul prin circuit va avea forma unui semnal redresat monoalternata cu un factor de umplere sub 50%. Marimea factorului de umplere poate fi modificata atât prin modificarea defazajului dintre semnalul de comanda si semnalul redresat cât si a amplitudinii sale, astfel încât în momentul aplicarii unui impuls de aprindere sa fie îndeplinita conditia de amorsare.

9. Exemplu practic:



10. Câteva exemple de tiristoare:



Bibliografie
[1] - "Diode si tiristoare de putere - Performante" - Bodea; Dan; Iosif, Editura Tehnica, Bucuresti, 1989
[2] - "Initiere in tiristoare" - J.H.Bernhard B.Knuppertz, Editura Tehnica, Bucuresti, 1974
[3] - "Electronica de Putere", Note de curs.