Sari la conținut

Surse de alimentare liniare pentru amplificatoare audio - calcul, teorie, concluzii
- - - - -
Acest articol tratează cele mai importante aspecte teoretice si practice necesare în dimensionarea alimentatoarelor liniare din aparatura audio de uz casnic şi profesional. Se va face referire în special la  alimentarea amplificatoarelor audio hibride şi discrete, realizate cu tranzistoare şi/sau circuite integrate, urmând ca în viitor sa aducem în atenţia voastră câteva aspecte referitoare la alimentarea amplificatoarelor audio cu tuburi, respectiv prin intermediul surselor de alimentare în comutaţie.

Aparatura electronică, inclusiv amplificatoarele audio, necesită pentru alimentarea cu energie electrică, o sursa de tensiune/curent continu. Această sursa se obţine de la baterii sau prin redresarea şi filtrarea tensiunii provenite de la reţeaua de curent alternativ. Datorită domeniului larg a puterii debitate, amplificatoarele audio necesită un domeniu mare de tensiunii de alimentare, lucru ce conduce la utilizarea unor echipamente care să adapteze tensiunea reţelei de curent alternativ la necesităţile amplificatorului, necesităţii impuse de topologia amplificatorului.

Momentan, soluţiile pentru alimentarea amplificatoarelor audio sunt:
  • Surse de alimentare liniare - transformator, punte redresoare şi filtru;
  • Surse de alimentare în comutaţie - redresor 1, transformator de înaltă frecvenţă, redresor 2 şi filtru.
În comparaţie cu sursele în comutaţie, sursele liniare prezinta o serie de avantaje:  fiabilitate sporită; zgomot redus pe tensiunile furnizate; perturbaţii de inalta frecventa aproape inexistente; separare galvanică a consumatorului de reţea. Sursele în comutaţie au avantajul unui randament foarte ridicat în comparaţie cu randamentul surselor de alimentare liniare.

Schema bloc a unei surse de tensiune liniară stabilizată este prezentată în figura 1. În cazul alimentării de la baterii sau acumulatoare, lipseşte transformatorul, redresorul şi în anumite situaţii: filtrul.

Imagine postată

Schema din fig.1 reprezintă o schema tipică de alimentare care se utilizează la alimentarea consumatorilor de c.c. Pentru alimentarea amplificatoarelor audio, schema de mai sus se transfigurează şi rezultă schemele din fig. 2 sau 3, pe marginea cărora o sa discutăm pe parcursul acestui articol.

În figura 2 este reprezentată schema de alimentare nesimetrică a unui amplificator audio iar în figura 3 este prezentată o schemă de alimentare simetrică. În ambele figurii am folosit reprezentarea tranzistoarelor T1 şi T2 ca tranzistoare MOSFET. Considerentele sau afirmaţiile ulterioare se aplică şi în cazul în care aceste tranzistoare ar fi bipolare sau IGBT. Totodată, am ales alimentarea printr-un redresor bialternanţă deoarece este cel mai folosit şi recomandat deopotrivă.

Imagine postată

În general, transformatoarele de reţea pentru alimentarea instalaţiilor şi echipamentelor de audiofrecvenţă sunt de regulă monofazate, cu una sau mai multe înfăşurări secundare şi puterii aparente până la 3kVA. Aceste caracteristici tehnice le regasim la toate echipamentele muzicale produse în serie mică sau mare, şi mai puţin la exemplarele unicat, unde datele problemei pot fi altele şi rezultatele de asemenea.

Imagine postată

Transformatorul poate fi executat în construcţie încapsulată şi poate fi de tip toroidal, cu miez feromagnetic 2U sau E+I. Pentru proiectarea transformatorului sau determinarea caracteristicilor constructive ale acestuia, se porneşte de la mărimile electrice din secundarul său, care se presupun cunoscute, şi anume: Us, Is, respectiv Ps.

Dar cum determinăm Ps ?

În toate situaţiile se cunoaşte tensiunea de alimentare a amplificatorului, lucru ce ne ajută relativ uşor să stabilim tensiunea secundară Us. Determinarea puterii aparente secundare Ps se face cunoscând termenii din relaţia Ps=Us*Is sau apelând la o soluţia aproximativă, putem determina această putere, cunoscând puterea amplificatorului, randamentul amplificatorului şi a alimentatorului (de fapt a redresorului).

<script type="text/javascript"> </script> <script type="text/javascript" src="http://pagead2.googlesyndication.com/pagead/show_ads.js"> </script>
Totuşi, determinarea puterii unui amplificator comercial luând în considerare numai tensiunea de alimentare a amplificatorului şi impedanţa de sarcină, neglijează caracterul real a sursei de alimentare, lucru ce poate conduce la obţinerea unor rezultate mult depărtate de cele reale. Când spunem „puterea amplificatorului", ne referim la puterea debitată de acesta pe impedanţa minimă admisă - putere exprimată in WRMS.

În realitate, la un amplificator audio stereo puterea masurată pe  ambele canale o dată, în regim "Full Power", nu este aceeşi cu ce măsurată numai pe un singur canal în regim "Full Power", asta datorită existenţei unei rezerve de energie mult mai mari în cazul funcţionării la sarcină nominală a unui singur canal de amplificare. Deci, daca veti măsura vreodată la un amplificator audio puterea pe un singur canal, asta nu inseamnă ca amplificatorul va livra 2 x puterea măsurată pe acel canal.

Deci, pentru realizarea unei măsurătorii corecte a puterii debitate de un amplificator audio, va trebui sa măsuraţi puterea debitată de amplificator pe ambele canale o dată.

Pentru a vedea toate implicaţiile ce survin în calcul alimentatorului, în continuare vom analiza un aspect destul de important care are legătură cu forma caracteristici de ieşire a ansamblului redresor – transformator cu filtru capacitiv. Această caracteristică este prezentată în figura 5.

Următoarele considerente sunt menţionate în ipoteza existenţei unei surse de alimentare reale. Muzica nu este un semnal sinusoidal iar frecvenţa de comutaţie a amplificatorului la un moment dat (redată în figura 4 prin notaţia fc), poate fi egală, mai mică sau mai mare decât frecvenţa pulsurilor de tensiune netezite de condensatorul de filtraj CF. Altfel spus, condensatorul CF se încarcă pe frontul crescător a riplului de tensiune, într-o perioadă mai mică de 2T (T=20ms) şi se descarcă pe frontul descrescător a riplului sau mai multor ripluri, într-o timp dependent de valoarea frecvenţei fCOM şi raportul Ur0/ZSmin.

Aceste afirmaţii sunt făcute pornind de la premiză că în timpul comutaţiei, amplitudinea frecvenţei de c-dă aduce pe deplin tranzistorul T în saturaţie. Deci, cu cât fCOM e mai mare şi considerând CF, Ur0/ZminF constant, atunci condensatorul CF se va descarca „mai greu".  Asta înseamnă că o mare parte din energia necesară lui Zmin va fi furnizată de condensatorul CF. Problema capată un alt rezultat atunci când fCOM se aproprie de 0 (c.c.) sau altfel spus, când atinge 1/2T, respectiv scade sub această valoare.

Imagine postată

Asta înseamnă că în timpul funcţionării amplificatorului, punctul de funcţionare A va tinde să atingă mai repede punctul E, cu cât amplificatorul va tinde să funcţioneze mai aproape de sarcina nominală, frecvenţa de comutaţie a etajului final va tinde să o atingă sau să fie mai mică decât frecvenţa riplului tensiunii redresate sau cu cât amplificatorul va fi forţat să funcţioneze pe o impedanţă mult mai mică decât cea nominală. Pentru a împiedica un domeniu larg de variaţie intre punctele A...D va trebui sa adoptăm un capacitor de filtraj de calitate şi valoare corespunzătoare.

OBS. Referitor la dU[%]=[Ur00/Ur02]*100, trebuie meţionat că la stabilirea acestuia trebuie să se ţină cont şi de SWR circuitului integrat (factorul de rejecţie a sursei de alimentare), în cazul în care amplificatorul este realizat în construcţie monolitică asemenea circuitelor integrate amplificatoare audio din seria TDA, LM etc.

Acestea fiind spuse, asta înseamnă ca un amplificator proiectat să reproducă numai frecvenţele audio înalte va avea nevoie de o sursă de alimentare de putere mai mică decât un amplificator audio proiectat să reproducă numai frecvenţele foarte joase, asemenea amplificatoarelor audio de subwoofere.

Orice alimentator a unui amplificator audio are propria sa caracteristică reprezentată aproximativ printr-o dreaptă de genul celor din fig.5, a se vedea dreapta I sau II. În realitate există o infinitate de drepte care au originea în punctul C. Cu cât dreapta este mai abruptă (a se vedea dreapta trasată cu verde), cu atât mai mult transformatorul alimentatorului respectiv va avea o cadere de tensiune dU[%] mai mare şi o temperatura de funcţionare mai ridicată la Inom (afirmaţie făcută în ipoteza păstrării constante a secţiunii miezului feromagnetic a transformatorului pentru toate familiile de drepte caracteristice a alimentatorului).

În proiectarea ansamblului transformator-redresor, se urmăreşte ca în sarcină nominală, punctul de funcţionare a alimentatorului să se încadreze pe segmentul [BE] (vezi figura 5).  

Atenţie, afirmaţia anterioară nu trebuie respectată la funcţionarea în gol a amplificatorului. Acest lucru oferă proiectatului o alegere liberă asupra determinării puterii aparente şi detaliilor constructive a transformatorului, aşa cum vom vedea mai jos.

Imagine postată

Să privim figura 6. Apoi să presupunem că avem un transformator electric de putere „X", putere care rezultă datorită unei secţiuni a miezului feromagnetic, notată cu S1, şi bineinţeles datorită unei inducţii magnetice în miez inferioară limitei maxime admise (Bmax). Pentru simplificare vom neglija pierderile în fier şi cupru.

În figura 6a este prezentată forma ideală a tensiunii în secundarul transformatorului în sarcină nominală, deci la inducţia magnetică nominală. Cu albastru curentul electric ideal în înfăşurarea secundară, înregistrat pe sarcină RL, asemenea celui care este prezent la ieşirea amplificatorului. În figura 6b se prezintă forma de undă a tensiunii şi curentului atunci când se impinge punctul de funcţionare a transformatorului la Bmax (lucru întâlnit la funcţionarea în suprasarcină a transformatorului).

În cazul amplificatoarelor audio „ieftine", se întâlneşte foarte des cazul din figura 5b. Acest caz ia naştere atunci când se proiectează alimentatorul amplificatorului, implicit transformatorul, să lucreze în zona lui Bmax. Dar cum facem asta sau de ce se întâmplă lucru astă ?

Din start această soluţie ne permite utilizarea unui transformator de putere mai mică pentru alimentarea unui amplificator de putere „mare", cu repercursiuni asupra reproducerii tonalităţii sunetului în domeniul 0,5*Pnom ... Pnom, şi cu afectarea THD-ului amplificatorului audio în această zonă. Mai exact, se înrăutăţeşte caracteristica THD=f(P) a amplificatorului în domeniul menţionat. Sunetul la Pnom nu mai este aşa cum ar trebui să fie, lucru care nu poate fi sesizat de orice persoană. Pentru unii chiar nu contează diferenţa!

Să exemplific: Să presupunem că avem un transformator de 500VA, toroidal, dimensionat la o inductie de 0,9T. Înfaşurările transformatorului au fost dimensionate la o densitate de curent de 3A/mm2 iar tensiunile secundare la mersul în gol a transformatorului sunt de 2 x 40V. Căderea de tensiune în sarcină nu depăşeşte dU=5%, ceea ce înseamnă un 2 x 38V. Acum, să presupunem că avem nevoie de un curent dublu în secundar pe aceeşi secţiune a miezului feromagnetic a transformatorului. Aceste condiţie se poate îndeplini doar dacă miezul feromagnetic a transformatorului nu a fost adus la Bmax în prima situaţie. Mărirea curentului conduce la mărirea densităţii de curent la J=6A/mm2, condiţie care pot fi suportată de transformator prin luarea unor măsuri privind coordonarea izolaţiei şi o temperatură de funcţionare care este puţin sub limita maxim admisă. În această situaţie forma tensiunii şi curentului este cea din figura 6b. Pentru a obţine 2x38V la funcţionarea în sarcina va trebui să mărim căderea de tensiune procentuală sau altfel spus, tensiunea la mersul în gol. Spre exemplu, sunt situaţii când se adoptă dU=30...50%.

Atunci tensiunea redresată la mersul în gol poate deveni mare dar cum majoritatea etajelor finale din amplificatoarele audio au în componenţă tranzistoare cu tensiunii Uce foarte mari acest lucru nu este o problemă. Un dezavantaj ar fi alegerea unor condensatoare CF cu tensiunea nominală mai mare decât în mod uzual. Acestea fiind spuse, nu ar trebui să mai mire pe nimeni de ce unii producătorii de amplificatoare audio PRO utilizează pe un etaj final numai 3 perechi de finali, când la un calcul simplu se demonstrează ca la acea tensiune de alimentare nu ar fi suficienţi – asta raportându-ne şi la puterea posibil debitată de amplificator, calculată în funcţie de tensiunea de mers în gol a acestuia şi impedanţa sarcinii (lucru de altfel greşit).

Aceasta modalitate de dimensionare a sursei amplificatorului se regaseste la amplificatoarele audio PRO „Low Cost", rezultând un alimentator ieftin, cu fiabilitate scăzută şi un amplificator a cărui tonalitate în zona 0,5*Pnom ... Pnom lasă de dorit.

Calculul alimentatorului porneşte de la amplificator spre transformator, având cunoscute următoarele date iniţiale:

1. tensiunea de alimentare a amplificatorului (UC sau +/-V, unde UC = +V-(-V));

2. randamentul amplificatorului (ηamp)

Randamentul amplificatorului are următoarele valori în funcţie de clasa de operare a acestuia:
  • ηamp=(20...30)% - pentru amplificatoare audio în clasa A;
  • ηamp=(40...60)% - pentru amplificatoare audio în clasa AB;
  • ηamp=(70...80)% - pentru amplificatoare audio în clasa B;
  • ηamp=(80...85)% - pentru amplificatoare audio în clasa H sau G;
  • ηamp=(85...95)% - pentru amplificatoare audio în clasa D sau T.
3. valoarea minim admisă a impedanţei pe ieşirea amplificatorului (ZSmin): 2, 4, 6 sau 8 Ohmi;

4. pulsaţia tensiunii redresate, exprimată prin amplitudinea componentei fundamentale a pulsaţiilor:

Imagine postată

În domeniul circuitelor electronice alimentate până la 24VCC, curenţii de sarcină mici (sub 1A), se adoptă urm=0,2...0,8V. Dacă tensiunea de alimentare este mai mare de 24VCC şi curenţii de sarcină sunt mari atunci se alege urm=0,4...2V.

5. creşterea posibilă procentuală a tensiunii reţelei (de obicei max. 10%).

Etapele de proiectare sunt următoarele:

a). Determinarea puterii amplificatorului:
Pentru amplificatoare audio care nu sunt conectate în punte se aplică relaţia:
Imagine postată
În realitate, datorită prezenţei tensiunii de saturaţie a tranzistoarelor finale, neliniarităţii caracteristicii de transfer, puterea efectivă debitată de amplificatorul audio în regim sinusoidal (înainte de limitare) sadisface mai bine relaţia:
Imagine postată
Puterea debitată de un amplificator audio la conectarea în punte este redată de formula:
Imagine postată
În realitate, datorită inegalităţi caracteristicilor de amplificare a celor două etaje de amplificare, puterea debitată de doua amplificatoare audio conectate în punte (înainte de limitare) sadisface mai bine relaţia următoare:
Imagine postată
În formulele (2) şi (4) s-a neglijat căderea de tensiune pe rezistenţele din emitoarele tranzistoarelor finale deoarece in comparaţie cu tensiunea de alimentare influenţa acestei căderii de tensiune asupra rezultatului este minoră, deci se poate neglija. În formulele (2) şi (4) termenul 2VCEsat = 3...6V pentru amplificatoare audio cu tranzistoare bipolare în etajul final şi 2VCEsat=1...3V pentru amplificatoare audio cu tranzistoare MOS-FET în etajul final .

Deoarece formulele (2) şi (4) oferă rezultate mult mai apropriate de cele reale şi în cele ce urmează recomand utilizarea rezultatelor obţinute pe baza acestor formule.

b). Determinarea puterii consumate de la redresor de către amplificatorul audio:
Imagine postată
Din relaţia (5) se determină Pr0 şi IR, considerând Ur02 = UC.

c). Determinarea caracteristicilor redresorului şi transformatorului:
În funcţie de mărimea raportului dintre rezistenţa de sarcină ZSmin şi rezistenţa serie rS dar şi de valoarea produsului: ωCFZSmin, în diferite cărţi şi articole de specialitate s-au realizat tabele care ne ajută mult mai uşor la stabilirea celorlalte caracteristici ale ansamblului transformator-redresor.

În funcţie de valoarea produsului ωCFZSmin avem următorul tabel realizat pe baza curbelor prezentate în nota bibliografică [3] pentru un transformator cu Rtr=R, unde R=UC/IR:

Imagine postată

Dacă:
  • ωCFZSmin > 40 – tensiune de ondulaţie urm (riplu) mică;
  • ωCFZSmin ≤ 12 – redresor recomandat pentru alimentatoare stabilizate.
unde ω=314 pentru redresorul monoalternanţă şi ω=628 pentru redresarea bilaternanţă.

Pentru obţinerea unui randament de transfer a energiei ridicat se recomandă: rS/ZSmin < 0,02, unde rS este rezistenţa echivalentă serie a redresorului. Rezistenţa serie este formată din rezistenţa înfăşurărilor transformatorului raportate la secundar Rtr şi rezistenţa dinamică a diodelor din braţul în conducţie a redresorului Rd:
Imagine postată
Deoarece rezistenţa dinamică a diodei cu siliciu Rd este este de ordinul miliohmilor la curenţi de ordinul amperilor, atunci relaţia (6) se poate scrie aproximativ:
Imagine postată
Prin urmare rezistenţa serie a redresorului este dată în principal de rezistenţa înfăşurării primare raportată la secundar. În funcţie de valoarea termenilor rS şi Rtr, implicit a valorii raportului celor doua valori, se modifică şi panta caracteristicii de funcţionare a alimentatorului (a se vedea figura 5). În general, un Rtr mare va implica obţinerea unui alimentator cu caracteristică mai abruptă.

Pentru dimensionarea celorlalte mărimi se procedează astfel:

d). Calculul tensiunii inverse maxime a diodelor redresoare:
Imagine postată

e). Determinarea curentului mediu redresat maxim de diodele redresoare:
Imagine postată
unde m este numărul de alternanţe redresate.

f). Curentul de vârf maxim repetitiv printr-o diodă:
Imagine postată
După stabilirea diodei având datele de catalog cel puţin egale cu valorile rezultate aplicând relaţiile (8), (9) şi (10), mai trebuie extras din catalog mărimea IFSM (curentul de suprasarcină maxim). Apoi din caracteristica curent-tensiune a diodei, liniarizată începând din zona curentului de vârf repetitiv iDm=8·IR/m (vezi figura 7), se determină mărimile UD0 şi rezistenţa dinamică Rd:
Imagine postată

Imagine postată
După determinarea termenilor Rd şi rS (rS din condiţia rS/ZSmin < 0,02), se poate calcula valoarea impusă a rezistenţei înfăşurării primare raportată la secundar Rtr cu ajutorul relaţiei (6).

OBS. Curentul efectiv printr-o diodă reprezintă pentru redresorul monoalternanţă şi bialternanţă cu punct de nul, curentul efectiv prin secundarul transformatorului.


2 Comentarii

Felicitari pentru articol.

As dori sa mai completez si eu ceva. In ceea ce priveste dU [%], daca acesta inregistreaza o valoare cam mare (peste 3% din constatarile personale) atunci este obligatoriu ca in etajul de intrare, de obicei, diferential al amplificatorului, sa avem generator de curent constant. Acest lucru este important in primul rand pentru a elimina aparitia unor distorsiuni mari in acel etaj la variatii intr-o plaja destul de mare a curentului de polarizare a etajului de intrare, variatie datorata lui dU[%]. De aici tregem destul de repede concluzia ca daca avem alimentare stabilizata nu ne trebuie scheme de amplificare cu generator de curent constant pe intrarea amplifului. Dar, pentru cei mai pretentiosi, se mai poate utiliza.
Felicit si eu deschiderea acestui articol. In sfarsit m-am lamurit si eu cum se calculeaza puterea PMPO!!! :1st:
Asa informativ ca pana acum am auzit tot felul de chestii, ca sa nu zic presupunerii!

SUPPORT WEBSITE

    Susțineți dezvoltarea acestui site web
Today's Birthday's

Latest News

Last FAQ

  • ian 11 2013 08:57
    Izolatia externa reprezinta izolația părților exterioare ale unui echipament, constând din distanțe de separare în aer si din suprafețele în contact cu aerul ale izolației solide ale unui echipament, care sunt supuse la solicitări d...
  • mar 03 2013 04:16
    Este o retea electrică al cărei punct neutru nu are nici o legătură voită cu pământul, cu excepia celei realizate prin aparate de măsurare, de protecie sau de semnalizare, având o impedană foarte mare.
  • iul 01 2014 08:27
    Acest nivel de izolatie se defineste astfel: a) pentru echipamentele cu tensiunea cea mai ridicată < 245 kV: - tensiunea nominală de tinere la impuls de trăsnet si - tensiunea nominală de tinere de scurtă durată la frecvenă i...
  • ian 11 2013 08:34
    Supratensiunile electrice tranzitorii sunt de trei tipuri: - supratensiune cu front lent: Supratensiune tranzitorie, în general unidirecțională, având durata până la vârf 20 μs < Tp < 5000 μs si durata spatelui T2 < 20 m...
  • aug 07 2012 08:30
    Sitemele de achizitie de date se clasifica avand in vedere doua criterii:dupa conditiile de mediu in care lucreaza:     ▪ sisteme destinate unor medii favorabile(laborator);     ▪ sisteme dest...

Board Statistics

Total Posts:
54139
Total Topics:
5172
Total Members:
22704
Newest Member:
Ionel Andrei
Online At Once:
200 --- 15-februarie 11

34 utilizator(i) activ(i)(în ultimele 15 minute)

30 vizitatori, 0 utilizatori anonimi
Google, Bing, nemeth1234, marco123, flomar, Yahoo, miron1947

emil.matei.ro Cel mai cuprinzator director romanesc